1 引言
    许多高压输入场合，如输入为三相交流场合，考虑其输入电压变化范围时，其整流后的输出电压可以达到540-650Vdc如果采用功率因数校正(PFC)技术，其输出电压将达到760800V_dc，这对DC-DC$变换器的开关器件电压定额提出了更高的要求，可以采用多电平变换器，但是随着电平数的增加，箝位二极管和飞跨电容的数量也相应的增加、并且飞跨电容电压的检测和控制增加了系统控制的复杂性。多个模块输入串联是解决上述问题的有效方法。输入串联双管正激变换器，其开关管电压应力为输入电压的一半，同时上下两模块采用交错控制，使变换器等效输入、输出频率加倍，输出$滤波器体积减小。但如果串联输入端电压不均等，将造成两串联模块输入功率不均衡，甚至一侧电压过高，导致器件损坏系统崩溃。因此，必须给电路施加适当的控制，使其输入端功率均衡以及均压^[1] 。
    多模块交错串联的输入均压控制已有一些研究，文献^[2]中采用磁集成技术将两个变压器绕在同一个磁芯上，使得变压器原边电压相等。文献^[3]中两模块采用相同的占空比信号，使得输入电压高的模块抽取更大的电流，输入电压下降，从而使两模块均压。文献^[4-6]用两个输入均压环来校正各自电流内环的给定值来实现均压。
    2 输入电压均压的稳定性分析
    输入串联-输出并联双管正激变换器如图1所示，变换器采用峰值电流控制。
    图1  输入串联输出并联双管正激变换器   
    图1中两路双管正激变换器均有各自的开关管、变压器及输出整流二极管，文献^[7]分析了电感电流连续时，这些元器件参数的不一致将造成两输入模块占空比不一致，从而导致两输入电容平均电流不相等使得输入电压不均等；并且输入电压不均程度与参数差异有关。本文分析表明，电压不均衡程度与参数偏差并无对应关系，即使两模块参数值完全一致，输入电压的等分也是不稳定平衡，分析如下：
    假设图1输入串联输出并联双管正激变换器模块1和模块2参数完全匹配，并且两输入模块占空比相等d₁=d₂=d。两串联模块平均输入电流分别为：
    I_P1=I_in-I_C1    (1a)
    I_P2=I_in-I_C2    (1b)
    稳态时两输入$电容平均输入电流I_C1=I_C2=0，则两模块平均输入电流I_P1=I_P2=I_in，两模块向负载提供的功率相等。由于参数完全匹配，两输入模块损耗也相等，则两模块输入功率相等，输入电压自动均压u_C1=u_C2=U_in/2。
    假设电路进入稳定工作状态且占空比d₁=d₂=d，此时有一扰动使得模块1的输入电压u_C1增大Δ_uC，则模块1的原边采样电流上升如图2所示，上升量：
                         (2)
其中，n为变压器副原边匝比；T为开关周期；N为电流采样系数。
    当输入突加扰动时，输出电压调节器的输出(Ve)还来不及变化，所以Δi_P1'=Δi_P1。其中：
                         (3)
    图2  峰值电流控制因此模块1的占空比变为：
                         (4)
    同理可以推出模块2的占空比变为
                         (5)
    由式(4)和(5)可知，当扰动使模块1的输入电压u_C1增大Δ_uC，模块1的占空比d₁减小，其平均输入电流I_P1减小。分压电容C₁平均电流I_C1=I_in-I_P1>0，使u_C1上升，形成正反馈；对于模块2，u_C2减小，模块2的占空比d₂增大，I_P2增加，分压电容C₂的平均电流I_C2=I_in-I_P2>0，导致uC2下降，也是一个正反馈。
  可见，即使两串联模块参数完全一致，输入端电压的等分也是一种不稳定平衡，不能实现自动均压。因此，必须给电路施加适当的控制，使其输入端功率均衡以及均压。
    3 输入均压控制
    本文提出的均压控制方法基于峰值电流控制策略和交错PWM控制芯片技术。其基本思想是，通过采样输入端串联分压电容电压的偏差，分时叠加于两交错串联模块原边的电流采样信号、直接调节其占空比，使输入电压高的模块其占空比变大，负载从相应的输入电容抽取更多的电荷，其电压下降；使输入电压低的模块占空比变小，负载从对应的输入电容抽取较少的电荷，其电压上升；实现输入端串联模块的功率均衡及均压。

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    为了确保输入电容电压均压，只要保证其中一只输入电容电压为U_in/2即可。参考图1，由于C₂与输入$电源共地，因此可以选择C₂上的电压作为受控对象，使其电压为U_in/2。图3给出了以UC3846为例的实现原理电路。其中R_s是两模块原边电流采样电阻；K_fUC₂为输入电容C2电压采样值，采样系数为K_f；K_fU_in/2是总输入电压U_in的采样值，采样系数为输入电容C₂电压采样系数的一半为K_f/2，以实现C₂上的电压为输入电压的一半；比较器A₁和A₂反映串联中点电压偏高和偏低。三极管Q_C1、Q_C2分别由两模块的PWM信号控制选通(PWM(A)是模块1的PWM控制信号；PWM(B)是模块2的PWM控制信号)，控制代表均压偏差的电流信号i_C1和i_C2交替叠加于变换器两原边电流采样信号v_s：
                               (6)
式中，i_s1和i_s2分别是两模块原边电流i_p1和i_p2的采样信号。
    图3  均压控制电路
  以当Uin/2>uC2时为例说明均压调节原理。参考图4，U_in/2>u_C2时，比较器A1输出高电平(截止)、A₂输出为低电平。因此，当PWM(A)=1时：
    i_Cl=0    (7a)
  当PWM(B)=1时，由于Q_C1、Q_C2饱和压降和v_s远远小于电源电压V_cc2，所以：
    i_C2≈V_CC2/R₉    (7b)
  峰值电流型PWM的控制原理是由电流采样信号vs与电流给定信号比较生成占空比信号。因此由式(6)和式(7)容易理解此时模块2的占空比d₂减小，如图4。依据本文上一节的分析，相应的输入电压u_C2上升、u_C1下降，从而达到输入均压的目的。同理可以分析U_in/2C2时的均压调节过程。
    图4  均压电路调节过程
     4  实验结果及分析
    实验样机的主要参数：额定输入电压520V_dc、输出电压200V_dc，设计输出功率1kW，开关频率100kHz，变压器原、副边匝比22：24。
    图5和图6为输入电压520Vdc、输出功率1kW时的实验结果。图5中u_Tr1和u_Tr2分别是两模块变压器原边电压波形，从图5中可以看出两电压波形的高度和形状基本一致，表明两输入分压电容电压均衡。
    图5  两变压器原边电压波形
    图6中u_ds2和u_ds4分别为开关管Q₂和Q₄漏-源电压，由图中可见，两模块交替工作时，其对应开关管上电压应力近似相等，这同样说明两模块的输入电压基本一致。
    输入电压变化时，实验测得输入电压均压结果如表1所示，均压偏差不大于15V。
    表1  输入电压均压实验结果
    图6 Q₂和Q₄电压波形
    5 结语
    本文分析了输入串联输出并联组合式双管正激变换器在电流连续模式下，输入均压失稳的现象和原因。提出的仅由一个交错PWM控制芯片和一个电压调节器控制而无需额外的同步电路和均压调节器，同时实现变换器输入均压、输出稳压及交错PWM的综合控制策略。本文的控制原理和思想也适用于交错峰值电流型、平均电流型和电压型PWM变换器，适用于输出端或输入端串联连接变换器。
    参考文献
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