1引言
为寻求低成本高cosφ的电子镇流器，以前曾提出过几种元件数少的电路拓扑，要降低高cosφ电子镇流器的成本，方法之一是共用一个或多个开关，将两级dc-dc变换器和谐振逆变器集成为单级。图1所示为三个这样的低成本高cosφ电子镇流器，由带半桥谐振逆变器的简单dc-dc变换器集成而得。通常，为降低成本，dc-dc变换器是利用一简单的控制电路，以DCM方式工作的，该控制电路也用于控制谐振逆变器。
图1(a)所示电子镇流器是由升压的dc-dc变换器和半桥谐振逆变器集成的。在此镇流器中，当升压变换器以DCM工作时，获得高的输入cosφ，输出电压也足够高，避免了平均输入电流的非线性。一般输出电压要比峰值线电压高两倍，但这在开关上会产生相当高的电压应力。该镇流器的另一缺点是，当以DCM和开回路方式工作时，升压变换器的电源性能不理想，这意味着电容器上的电压会连续升高。因此，为避免镇流器损坏，考虑无灯时镇流器的运行安全，需强制性的增设附加的过电压保护。
图1(b)和(c)分别为利用反馈dc-dc变换器（图b）和反向升压dc-dc变换器（图c）的另两个集成镇流器电路图。镇流器的特性很类似，因它们均引自相同的基本拓扑，唯一差别是反馈变换器的耦合电感匝数比是作为额外的设计参数。这些镇流器的主要优点为：运行于DCM的反馈和反向升压变换器对于电源的作用像电阻负载一样，电容器上的电压比图1(a)的升压式集成镇流器的低很多。因而其电容器更便宜，尺寸更小。但此类拓扑当持续空载运行时，对过电压问题仍需采用某种保护。
本文重点论述第三种高cosφ电子镇流器，该镇流器基于带半桥谐振逆变器的反向或正向dc-dc变换器，以DCM操作反向变换器时，能达到高输入cosφ并满足IEC-1000-3-2C级要求。而且，推荐的拓扑具备固有的防空载运行保护，这对中、小型功率范围内实现低成本、高功率因数的电子镇流器极为有利。
2推荐的镇流器及其基本特性
图2为我们推荐的高cosφ镇流器，如图2(a)所示，反向变换器的QO和谐振逆变器的Q2两个开关能集成为一个开关，可由同一控制电路驱动，与用于谐振逆变器一样。图2(b)表示两个开关集成为一个开关的最后拓扑，这一个开关是由半导体Q2、D2和D3 组成的。以相同方式藉集成带半桥谐振逆变器的正向变换器，也能得到类似的拓扑结构。
比较图2(a)和(b)拓扑中的元件数，图2(b)所示集成拓扑仅有2个控制开关及多一个二极管，其余元件两者均相同。这明显降低了成本，不仅少用一个控制开关，而且只用一个控制电路。此外，未集成的反向变换器需对电源开关使用单独的驱动器，而图2(b)所示集成的拓扑，能用一典型的低成本的、基于辅助程序的驱动器进行控制。
运行于DCM的反向dc-dc变换器的cosφ特性曲线，与基于输入电流成形电路的现有电子镇流器的那些特性曲线基本相同。为利用反向变换器作为推荐镇流器的预调节器，下面将讨论该变换器作为输入高cosφ级的运行。图3为反向变换器以DCM运行方式在高频和低频下的输入波形。假定开关（切换）频率比线路频率高得多，反向变换器的平均输入电流可表示如下[见图3(a)]:
 (1)
式中，Vg(t)=|VgsinωLt|，代表瞬时线电压值，在每一个切换周期内可认为是恒定的。D为工作周期，Vo—反向变换器输出电压；Lo—反向电感；f—切换频率。
式(1)给出的平均输入电流也能表示为：
 (2)
式中，RS代表反向变换器的等值输入电阻。
 (3)
然而，如图3(b)所示，当按功率因数校正（PFC）级运行时，反向变换器仅在输入电压Vg高于输出电压Vo时允许输入电流循环。这样，在线路的每半周期内实际的平均输入电流应为：
 (4)
图3(b)给出在线路频率下反向变换器的输入电流波形。如图所见，输入电流与输入电压是成正比例的，但仅在整流的线电压高于反向输出电压的时间间隔内且整流二极管为正向偏置时。二极管导通的时间间隔可借助于导通角θ测定。导通角越大，输入电流越接近于全正弦波形，则谐波含量越低。
图4所示为图3(b)推荐镇流器的功率因数（PF）和输入电流波形的总谐波失真（THD）。为满足IEC-1000-3-2要求，要求最小的导通角为130°，在这一运行点的cosφ=0.96，总谐波失真为29%。图5给出低频运行下的反向功率因数校正（PFC）半级的等值电路。如图中所见，变换器的输入可用一系列电阻RS和一直流电源VS(其值等于输出电压Vo)来模拟。输出性能的模拟可视为电流源is(t)将电流注入到电容器Co和谐振逆变器等值输入电阻Ri所组成的RC电路中，电流源的值能通过瞬时输入功率和输出功率的相等而求得。
瞬时输入功率按下式计算：
 (5)
在导通角θ期间，输入电流的低频波形由式(4)给出，利用式(5)，低频下的瞬时输入功率为：
 (6)
另方面，假定反向半级输出上的电压纹波可略而不计，则低频下的瞬时输出功率用下式表示：
 (7)
iS(t)为整个线路半周内反向半级的瞬时输出电流，令式(6)和式(7)相等，最后推导得出图5所示模型的输出电流值：
 (8)
显然，这也表示通过反向电感LO的平均低频电流。
利用上述输入电压Vg(t)的公式以及等式sin2ωLt=(1-cos2ωLt)/2，式(8)最终推导为：

 (9)
输出电流ISO的直流分量则通过线路半周期内的积分得到：

 (10)
导通角θ与输入和输出电压的关系如下（见图3(b)）:
 (11)
故为表达作为峰值输入电压Vg、反向输出电压Vo以及反向等值电阻RS函数的平均输出电流，得到下式：
 (12)
因ISO给出的平均电流仅经过图5所示模型的逆变器等值。电阻Ri流通，故输出电压VO=ISORi，须要求得输出电压VO必须解下列方程：
 (13)
由此可见，不能得到输出电压VO的明确表达式，式(13)应借助数值方法求解。为易于完成理想镇流器的设计，为获得有用的输出特性，本文利用了Mathcadbo解决问题。结果，给出了作为电阻Ri的函数及不同电阻值RS下的输出电压VO(图6)。对欧洲的输入电压[有效值：220V，50Hz，图6(a)]；对美国的输入电压[有效值：125V，60Hz，图6(b)]。
另一重要课题是滤波器电容Co的设计，因式(9)给出的输出电流断续的升高，Co上的纹波将高于其它集成化拓扑的，如基于升压的或反向升压的镇流器的。这也意味着相同的电压波动下所要的电容值更大。
流经电容器Co的交流容易求得。即从式(9)的输出电流中减去平均的输出电流：
 (14)
由电容器充放电的电荷ΔQ能通过已整流电容电流的积分求得：
 (15)
最后，在输出电容Co上的峰—峰电压波动值(ΔV)为：
 (16)
在式(16)中，利用式(9)和式(12)并积分，可求得Co上的电压波动值ΔV，ΔV为峰值输入电压Vg，输出电压Vo及等值电阻RS的函数，这藉使用Mathcad 6.0已经完成计算。
3镇流器的运行方式
为说明推荐镇流器的工作情况，图8给出了不同的 运行方式，图9为高频率下在Vg>Vo的一般运行点的操作波形。如图如见，所推荐镇流器的运行有六种拓扑方式。晶体三极管Q2与二极管D2和D3一起，操控着反向变换器和谐振逆变器的2个电流，而三极管Q1和二极管D1只操作逆变器的谐振电流。
方式Ⅰ中仅D2导通，操作起动；在矩形波输出电压VAB的负半周内，当谐振电流小于反向输入电流时，二极管D2导通，D3断开（方式Ⅱ）;相反情况下则D2断开而D3接通（方式Ⅲ）；在VAB的正半周内，谐振电流由Q1和D1操控，而反向输出电流由二极管Do操作（方式Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ）。
三极管Q2的准时性，能从O到TE藉改变它的接通瞬间控制。这就允许控制反向半级的工作周期，因而也能控制其输出电压。最小的工作周期由谐振电流的相位角φE给定，这也能给出最大的接通瞬间TE=φE/2πf，如图9所示。这一控制策略能用于相对线电压变化下，调节dc母线电压Vo。在确定的输入电压范围内可保持灯的功率恒定。
关于换向，当镇流器在开关切换频率高于谐振频率下工作时，三极管Q1和Q2存在零电压切换(图9)，而二极管D1和D3自然断开。但二极管D2在时间t=TS/2难于断开。因此，应采用快速二极管以避免损耗及效率的下降。
4实验室样机
两个直线型荧光灯的镇流器样机在实验室已设计、模拟并完成。输入电压为230Vrms、50Hz(Vg=325V)，配用的灯为直线型钨丝荧光灯L-36W，高频下测量的灯数据为：100Vrms和0.36Arms，该样件选择的切换功率为25kHz，为满足调节要求，所需的最小导通角θ=130°。如上所述，对欧洲的输入电压和在这一导通角下，式(11)给出的直流母线电压Vo=137V。
4.1反向半级
为在电容器上产生约137V的直流输出电压，反向半级以0.41的负载周期运行。所设计的反向半级总功率为72W，假定100%的效率，逆变器半级的等值输入电阻，以此值从图6(a)的特性曲线可查知，反向等值电阻RS=352Ω，然后，利用式(3)计算电感LO=1.17mH（毫亨）。
要求电容器10V的峰—峰电压纹波值（约7%），因而在低频率下的灯电流波峰因数很低。利用图7(a)的特性曲线，求得CO值=218μF，最终选择电容器的标准值220μF。
4.2逆变器半级
所设计的逆变器半级是在固有频率下运行，且有效值电压比率为1.63，所得的谐振箱（谐振回路）阻抗ZB=172Ω，固有频率等于切换频率（25kHz）。由此，谐振元件的计算结果如下：LR=1.15mH，CR=35nF（毫微法），谐振电流的相位角φE=31°，所采用的开关为IR（国际整流器）公司的MOSFETIRF840，模拟样机的二级管是MUR4100，实验室样机的为BA157。图10为已模拟和完成的样机电气图。
参考文献
J.Marcos 等，Analysis and Design of a Novel Single-Stage High-Power-Factor Electronic Ballast Based on Integrated Buck Half-Bridge Resonant Inverter， IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS， Vo1.19 No2，2004，3月