1 引言
电子设备中的传导型电磁干扰（Conducted Electromagnetic Interference EMI）问题，不是一门严密的科学。通常要设计一个合适的滤波器，设计人员多采用试凑法。这样，当设计工程师和试验工程师面对一种新的设计条件时，不得不耗去大量的时间。
本文将介绍交流供电设备中的EMI滤波器的工程设计方法。这个方法是基于对传导型的EMI特性的分析，并采用了新近发展起来的EMI诊断手段：噪声分离器。噪声分离器是由射频功率分析器构成，可用来分离差模噪声DM和共模噪声CM。这就大大简化了滤波器的设计过程。本文首先对传导型EMI问题进行回顾和评论，对影响EMI特性的因素和设计滤波器的焦点问题作以介绍。然后，给出设计方法。为说明本设计方法，给出了数字实例和实验验证结果。
2 EMI测量及噪声滤波器的等效电路
在对滤波器设计进行讨论前，简单地说明一下传导型EMI测量是必要的。图1为典型的传导型EMI测量装置。在该测量装置中，需要的电源（电网）阻抗稳定纲络（Line Impedance Stabiling Network LISN）由电感器、电容器和50Ω电阻组成。对于电网频率，电感器基本上是短路的，而对于电容则呈开路。于是，电网功率就直接馈给设备。但对于EMI噪声频率，电感器基本上呈开路，而电容器则基本上呈短路，噪声就基本上加在50Ω的电阻上。在频谱分析仪50Ω的输入阻抗两端上，所测得的噪声电压，按传导型EMI定义，用10KHz～30MHz表示（VDE标准）和用450KHz～30MHz来表达（FCC标准）。
在50Ω电阻上所测得的噪声电压，包含着共模（CM）噪声和差模（DM）噪声两部。EMI滤波器各个部分对CM和DM噪声的影响是不同的。图2（a）分别为常用的滤波器网络拓扑。图2（b）（c）分别为对CM噪声及对DM噪声的等效电路。这里可看出：滤波器中的某些组件只影响DM/CM噪声。而另一些组件则对DM及CM噪声均有影响，电容Cx1及Cx2只影响DM噪声。理想的共模扼流电感Lc只影响CM噪声。而两个Lc绕组之间的漏感LLeakge则影响DM噪声。Cy抑制CM和DM两种噪声，只是它对DM噪声的抑制作用实际上很小。因为Cx2的容值大，容抗小，DM噪声基本从Cx2滤掉了。类似地，LD可抑制DM和CM两种噪声，只是它对CM噪声的影响作用，实际上很小，因为Lc的感抗相当大，基本上阻止了CM噪声。
由这两种噪声模型，构成了总的EMI传导噪声。
据最近的报告，这两种噪声模型可用一种噪声分离器从总的噪声中分离出来。该噪声分离器能够有选择地提供至少50dB的衰减，把DM或CM 从总的噪声中抑制掉。本文所提出的滤波器工程设计方法，就采用噪声分离器。
3 预测传导型EMI特性是困难的
为什么说预测传导型EMI特性是困难的，从理论和实践来说，有几个理由，说明如下：
（1）DM和CM噪声，都是通过不同的路径耦合到待测的EMI电路中。产品封装形式和元器件的布置状况，都会影响该耦合路径。但是这些影响都很难定量说明。在PCB布线中，似乎很小的改变都可能导致EMI特性的显著变化。
（2）EMI滤波器的有效性，不仅与滤波器本身的性能有关，还与噪声源的阻抗有关。图3（a）为一典型的功率变换电路和相关的输入波形。图3（a）的等效的CM和DM噪声源阻抗模型分别示于图3（b）和(c)。对于CM噪声，其噪声源用一个和高阻抗Zp并联的电流源Is.CM来模拟。对于DC噪声，其噪声源或者用一个和低阻抗Zs串联的电压源来仿真，或者用一个和高阻抗Zp并联的电流源Is.DM来模拟。这取决于输入整流二极管的导通状态。当整流器中的两只二极管导通时，该噪声源就用一个电压源Vs.DM串联一个低阻抗源Zs来模拟。当所有四个二极管都截止时，该噪声源就用一个电流源Is.DM并接一个高阻抗Zp来模拟。因此，该DM等效电路，按两倍电网频率，在这两种模拟状态之间变换。Zs和连接导线的电感和电阻有关，而Zp和二极管的寄生电容有关，这些源阻抗取决于寄生参量，因此，与电路的封装形式有关。虽然理论上，源阻抗可以测量，但实际中是较为困难的。
 (3)高于一定频率后，寄生组件的影响开始加大。本文把这些频率划分为“高频”与“低频”。在高频下，扼流电感磁心导磁率下降，扼流电感寄生电容的影响加大，滤波电容引线的寄生电感的影响加大。除了这些寄生组件的影响外，辐射耦合以及源阻抗同滤波器电容的谐振也可能影响高频EMI的特性。但是，这些影响不做实验，是难以预测的。
4 EMI滤波器的工程设计方法
从上面的讨论可知，通过解析的方法来求得EMI滤波器的设计结果是很困难的，为此，本文介绍一种实用的工程设计方法。这种方法是基于下面三个认知：
(1)滤波器设计师要知道基本电网系统（无滤波器）的EMI噪声数据。这些噪声数据可通过查阅设备的档案或实际测量来获得。对于无使用档案的设备，很难评估基本电网系统的EMI噪声电平。有关的资料只好通过实际的测量来获得。前边提到的噪声分离器，可用来获得基本电网系统的CM和DM噪声电平。
(2)一般来说，虽然噪声源阻抗会影响滤波器的设计，但可以证明，只要滤波器组件参数选择适当，布置合理，也可减小源阻抗的影响，因此，如果不知道源阻抗的精确数值，也可以对滤波器进行解析设计。
(3)因为在滤波器设计阶段就预测高频性能是比较困难的，因此，本滤波器工程设计方法的关键是首先满足低频段性能要求，在滤波器设计并装调好后，再调试其高频性能。
A、设计流程
根据上述讨论，设计EMI滤波器的流程如图4所示。
图中，方框I，首先要知道滤波器的衰减指标。这要对基本电网系统采用噪声分离器进行噪声测量，测量出CM噪声及DM噪声电平，根据方框I所知道的数据，在方框Ⅱ中就可确定EMI滤波器中组件的参数。主要是先满足低频要求。理论上讲，在方框Ⅱ中所设计的滤波器性能，应该满足低频要求和高频技术要求，但是，如前所述，许多高频影响，在滤波器设计阶段是很难处理的，这就可能使设计不符高频要求。方框Ⅲ中列出了可能产生的问题。（1）滤波组件在高频下的寄生参量影响；(2)辐射耦合问题；(3)滤波器噪声阻抗的谐振问题；(4)滤波器因欠阻尼发生谐振的问题。本文的重点在讨论方框Ⅰ和Ⅱ。对于方框Ⅲ不作讨论。
B、确定滤波器组件参数的依据
(1)共模噪声滤波器：从图2(b)和图3(b)知，CM噪声等效电路可用图5(a)来表示。如果图5(a)中所列的阻抗条件都满足，那么由传递函数所表示的滤波器的衰减就如图5 (c)所示。在图5（c）中，滤波器的衰减被定义为：
注意：从图5(b)变到图5 (c)，是利用了互易定理（开路电压比等于短路电流之反比）。因此，滤波器的衰减由式LCM=(LC+LD/2)及CCM=2Cy来决定，而与源阻抗无关。图5(d)为CM噪声衰减与频率的关系曲线。通常，Lc>>1/2LD，该曲线同频率轴交点处的频率FRCM(拐点频率)主要由LC和Cy值决定。在本文第5部分确定CM滤波器组件参数值时，将要用到这个曲线。值得注意的是，图5中所指出的阻抗不等式，对于典型的滤波器通常均能满足。
(2)差模噪声滤波器
参看图3 (c)，交流供电线路中的DM 噪声源阻抗依据整流二极管的导通状态，可能有“高”，“低”两情况。图6表示了该两种噪声的等效电路及所推导出的DM滤波器衰减情况的曲线说明。当整流二极管都关断时，就采用噪声源的高阻抗模态，其等效电路示于图6(a)。当二极管都导通时，就采用图6(b)所示的低阻抗模态。如果图中所列示的阻抗条件均得到满足，则该滤波器的衰减就可用图6(e)和图6(f)中的传递函数来近似表达。这里注意，从图6(c)变到图6(e)是采用了互易定理。DM的等效电路是按电网频率的2倍在“高阻”及“低阻”两种模态间变换。要区分各个噪声对总的DM噪声的贡献是困难。但是，如果Cx1＝Cx2＝CDM，则滤波器对DM噪声的总衰减就只由LDM（＝2*LD+LLeakge）和CDM来确定。因此，这种衰减可通过图6(g)所示的斜线来近似表达。该斜线的起点频率为斜率为40dB/dec。
注意：在图5(d)和图6(g)中，不存在峰值谐振效应。在实际的滤波器中，一般有足够的阻尼，使得在谐振频率无峰值。在本文中，确定滤波组件参数时，要用到这个曲线。还要说明，图6中所列示的不等式。对于典型的滤波器均能得到满足。
5 EMI滤波器的设计步骤
按照上述的讨论，滤波器的设计步骤如下。图2（a）为通常所用的滤波器拓扑。应该注意，本文的目的，主要是满足低频技术要求，一旦滤波器设计并组装起后，可以作必要的修改，以满足高频技术要求。
A.设计步骤
(1)采用噪声分离器测量基本电网(无滤波器)的共模(CM)EMI噪声电压VCM，和差模(DM)EMI噪声电压VDM。
(2)确定对CM和DM的衰减要求，即Vreq·CM和Vreq·DM。
(Vreq·CM)dB=(VCM)dB-(VLimit)dB+3dB
(Vreq·DM)dB=(VDM)dB-(VLimit)dB+3dB
上式中，(VCM)dB及(VDM)dB都是从步骤(1)得到的，而(VLimit)dB是根据FCC或VDE规范得到的EMI限定值。(+3dB)是由于采用噪声分离器测得的DM值或CM值比实际值高出3dB。
(3)确定与频率轴相交点的频率（拐点频率）
据图5(d)，滤波器的拐点频率FR·CM可通过画一条40dB/dec斜线来得到。此处的40dB/dec是在步骤（2）中所得到的（Vreq·CM）dB值的正切。该斜线的水平截距就是CM滤波器的拐点频率FR·CM。类似地，DM噪声滤波器的拐点频率FR·DM也可以从（Vreq·DM）dB得到。
(4)确定滤波器中组件的参数
a)CM滤波器中的组件Lc及Cy：因为有安全漏电要求，通常在60Hz/50 Hz频率下，Cy最大取值为3300PF。从步骤(3)知Lc和2Cy的谐振频率为FR·CM，所以：
b)DM滤波器中的组件LD，Cx1和Cx2，按照本文4-B中的叙述，Cx1和Cx2所选的容值和CDM一样，并可以通过与LDM谐振的频率FR·DM来表达，由(2)式知Cx1=Cx2=CDM=。在(2)式中，FR·DM值是在步骤(3)中求出的，Cx1， Cx2及 LDM都是未知数，可作折衷选择。如果LDM选择大了，Cx1， Cx2就得选小些，反之亦然。在选择Cx值时，还必须考虑输入滤波器的稳定问题。
因为CM扼流圈的漏感可能用作DM的扼流电感，所以，有时无需要独立的DM的扼流电感线圈。实际中，LLeakage的数值一般在Lc值的0.5～2%之间。
b)设计举例
下面用两个实例来说明上述设计步骤。滤波器电路拓扑采用图2(a)。
一个例子是回扫变换式开关电源，另一个例子是正激变换式开关电源。两种设计实例结果，均经实验验证。
例1：为图7(a)所示开关电源，设计一个EMI滤波器。电网电压90V～260V，回扫变换器的开关频率90KHz，输入功率43W，满足VDE限值。并且为保证适当的裕度，在设计中，采用低于VDE限值6dB。参看图7(b)
第一步：利用噪声电压分离器测量出被试电路的基本CM和DM噪声电压，分别示于图7(b)，(c)，图7(d)为被试电路总的噪声电压。
第二步：用对数比例分别给出CM噪声的衰减要求(Vreq·CM)dB和DM噪声的衰减要求(Vreq·DM)dB。示于图8(a)及(b)；图中标注着(under6dB)的线，用作设计时的限定电压VLimit) dB。
第三步：从图8(a)及(b)知fR·CM=40.3KHz， fR·DM=12.0KHz。
第四步：a) 令Cy=3300PF，据(1)式计算

选定LC=2.4mh。可通过测量得到漏感LLeakage＝36μH
第五步：b)利用fR·DM＝12KHz，代入(2)式，LDM和CDM 有几组不定解，为便于讨论，下面列出三组解：
①利用漏感作为DM噪声的扼流圈电感，因为LDM＝LLeakage＝36μH，则CDM(＝Cx1＝Cx2)＝4.75μF，此值对于本电网电压滤波器所用电容器是不切实际的。电容器的体积太大了。
②如果选定CDM＝0.47μF这是通常用的滤波电容值。则LDM＝374μH，LD＝LDM－＝169μH，实际可选取LD＝180μH。
③如果CDM＝0.22μF，则LDM＝800μH，LD＝382μH，实际可选取LD＝380μH。从上述计算步骤，可得到两组滤波器设计数据：
A组：Lc=2.4mh(LLeakage=36μH)，LD=180μH
Cx1=Cx2=0.47μF，Cy=3300PF
B组：Lc=2.4mh(LLeakage=36μH)，LD=380μH
Cx1=Cx2=0.22μF，Cy=3300PF
讨论：按两组设计数据装配成滤波器进行测试。图9(a)为A组数据的滤波器和电源相配接，测得其传导型EMI的数据曲线图。从图中看出，A组数据的滤波器，满足低频设计目标，这是本文的重点。在20MHZ附近，辐射型噪声超出了限定值。可以看出20MHZ附近的辐射噪声是由辐射耦合引起的。只有重新布置EMI滤波器和该电源间的联机，这问题就可以克服。
对于B组数据的滤波器测试结果与上述类似，此处不再重复。只是，对DM辐射噪声有些不同。图10为B组数据滤波器的辐射噪声图。它基本上与A组数据滤波器的DM幅射噪声一样。可以证明，按第四步（b）所设计的两组滤波器参数构成的滤波器，其DM噪声均满足同样的目标值。
图11是实际滤波器的性能和所预期的滤波器性能的比较。在低频段，两者很好地吻合。但是，高于540KHz，因为噪声电平已衰减到最低点了，就未作比较，比较也是无意义的了。即便如此，为了证实这个结果，有意采用了一个很小的滤波器[参看图12(a)]。来进行更深入的比较。
图12（b）为CM实际性能。图12（c）为DM的实际性能。综合比较结果，示于图12（d）和图12(e)。从比较结果来看，在低于700KHz以下，对CM和DM辐射噪声其理论值与实验值是基本一致的。在高于700KHz以上，两者开始背离。已发现在高于700KHz附近的偏差值是由于测试开始所用的1.9mhCM扼流圈电感的阻抗引起的。在900KHz附近，由于磁心导磁率下降和寄生电容影响增强，滤波器变为容性的了。这就确认了前述的论断：高频性能是难以预测的，只可能在滤波器设计组装并测试后，再据情况进得修改。
实例2：为100W离线正激式开关电源设计EMI滤波器
电网电压90V～260V，开关频率130KHz，符合VDE限额电平。线路如图13(a)所示。
第一步：分别测试图13(a)电路的基本电网CM噪声VCM和基本电网DM噪声VDM示于图13(b)及(c)。测试电路的总噪声电压VTOTAL示于图13(d)
第二步：按对数坐标绘出CM衰减要求及DM衰减要求如图14(a)及(b)所示
第三步：从图14(a)及(b)可得fR·CM＝14.6 KHz，fR·CM＝13.0KHz
第四步：a)设定Cy=3300PF，则可从(1)式计算出Lc=18.0mh，选取CM扼流电感值为Lc=20mh。该扼流电感的漏感由测量得240μH。
第五步：b)采用CM扼流圈的漏感(LLleakage=240μH)作为LD。并由(2)式CDM（＝Cx1＝Cx2）计算出CDM＝0.625μF，可选定CDM＝0.68μF，图15为该滤波测试结果，此结果在低频范围与理论值很好吻合。为满足高频技术指标，需作适当的修改。
6 结束语
本文介绍了一种设计EMI滤波器的实用方法。用此方法，至少可快速设计出滤波器，先符合低频技术指标要求。一旦设计并装配好滤波器，只需稍作修改，以满足高频技术指标。这个设计方法使EMI滤波器设计过程简化，减轻了设计工作量。
在文中采用了典型的EMI滤波器拓扑，该设计方法在两种开关电源中作了验证。这种方法也可用于其它滤波器拓扑，不过，尚须进一步做工作。