1引言
结构紧凑的日光灯，由于其较高的发光效率和较长的使用寿命，而且当日光灯配上电子镇流器时，这一组合光源尺寸小又有效，越来越多地在家用电器中取代白织灯成为愈益普及的照明光源。但紧凑型日光灯的主要缺点是成本高，尤其与电子镇流器配套时还需要满足谐波标准（如IEC-1000-3-2）的要求。既要降低电子镇流器的成本，又要满足谐波要求，最重要的对策是整合简化级数，以便尽量减少元件数。
图1为总谐波失真（THD）小的电子镇流器最新发展趋势的方框图。图1(a)是小型日光灯传统的电子镇流器示意图，图中可见，这是2级组成结构：第一级为藉全桥二极管整流器供电的有源功率因数校正级，用于校正输入的功率因数。镇流器可视为交流线路上的电阻负载，附加产生已调节的直流输出电压，以供给第二级；第二级为高频的谐振逆变器，用于点灯和稳态运行期间的灯电流稳定，谐振逆变器应以对称的波形给灯供电，以确保灯的两个电极耗蚀相同。
通过将图1(a)电子镇流器的2级集成为单级，可减少所使用的元件数，如图1(b)所示。这一单级线路用于校正输入的功率因数并驱动日光灯；通常，谐振逆变器用D级放大器或半桥逆变器实现。图1(c)为基于串联输入电流成形电路(SICS)的2级电子镇流器。这一线路结构的优点是：ICS处理的仅仅是发送至谐振逆变器的部分能量，因而提高了系统效率。尽管如此，但ICS（输入电流成形电路）还有个主要缺点，即在整个线电压周期内，电流不流通，导致电流波形严重失真。
本文提出的新颖柘朴可克服这一缺点，推荐的线路结构不仅如图1(b)那样，级数集成简化，而且有源功率因数校正器操作处理所需的仅是局部的能量，如图1(c)所示。
2设计的概念及镇流器的线路结构
图2(a)为基于串联输入电流成形电路（S-ICS）的框图，ICS是利用反馈变换器实现的。这一概念的简化等值电路示于图2(b)。电压源VG代表已整流的线电压，而RS为DCM工作的反馈变换器电阻。因反馈变换器具有类似电阻的线性V-I特性，且其“消耗的能量”传送至电压源VS此时为零，故引入的RS可视为“无损耗电阻”。谐振逆变器用R1NV代表。这一线路结构的缺点是：交流线电流的波形有停滞时间(deathtime)。图2(c)绘出了设计概念的等值电路，元件VS和RS的位置已经变换，组合成并联式输入电流成形电路(P-ICS)。由这一新的线路结构，可消除交流线电流波形的停滞时间而接近正弦波形。但施加到谐振回路的电压呈现低频调制，这将限制电流波峰系数（CCF）达到满意值。图2(d)表示2级设计的框图，与图2(a)的接线不同，级数可整合为单级，如图2(e)所示。
以DCM操作的任意DC-DC变换器均能实现输入电流的成形电路，如图2(c)等值电路所示。图3给出成形电路的实例，分别考虑了反馈变换器(图3a )和作为有源功率因数校正器的buck-boost变换器（图3b）两种形式。图3(a)中，反馈变压器藉金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）M1按DCM操作，并代表等值电阻RS。输出电容器Co代替电压源VS，而等值电阻RINV由D级谐振逆变器代表，逆变器是由MOSFET的M1和M2，以及由LRS、CRS、CRP集成的谐振回路LCC组成的。这一2级线路结构可简化为单级，实际的集成式柘朴如图3(a)所示。考虑二极管D2、D3、D4以及MOSFET M1与M2的结合，可实现buck-boost变换器的相同处理结果，其柘朴示于图3(b)。
3对所设计电子镇流器的分析
3.1电流和电压的基本波形
设计电路的主要波形示于图4，第1图中，电压VG(t)代表已整流的线电压。
 (1)
第2图为DC-DC变换器的输入电流波形is(t)，由于其电阻特性给出。
 (2)
另方面，谐振逆变器的电阻特性要求电流iINV(t)由整流的正弦分量和直流分量组成，如第3图所示
 (3)
第4图给出的电流是由电压源VG输出的，它是DC-DC电流iS(t)和谐振逆变器电流之和：
 (4)
最后的第5图则表示线电流iac(t)的波形，这是因逆变换电流iG(t)所导致的结果
 (5)
式中： (6)
而 (7)
ωL——角频率。
3.2功率和效率的分析
由式(1)和(5)，镇流器输入功率可表示为：
 (8)
利用式(1)和式(2)，变换器输入功率PSin为：
 (9)
另方面，变换器输出功率Pout可由式(3)和(6)求得：
 (10)
因而，DC-DC变换器的效率能用m和q表示
 (11)
由上式则可求得电阻关系式
 (12)
如引言中所述，本设计柘朴的突出特点是：有源功率因数校正器操作的功率，仅仅是电子镇流器总消耗功率的一部分。DC-DC变换器操作的功率占总输入功率的百分数QS，可由式(8)和(9)Pin和Psin之间的比率给出，也即
 (13)
谐振逆变器的输入功率PINV，按照其等值电阻RINV和逆变器输入电压波形求得
 (14)
图5所示为本设计柘朴的功率流程与2级串联柘朴的功率流程之比较，整个系统的效率取决于功率分配系数QS，并与DC-DC变换器的效率和谐振逆变器的效率有关。总效率如下：
 (15)
式中PL——灯的功率。将式(15)对2级串联所得效率ηS取相对值，可求得与QS相关的效率关系式中的系数K
 (16)
上式说明，本文提出的柘朴设计总是比2级串联柘朴的效率更高。
3.3交流线电流谐波的评估
如式(4)中所见，已整流的线电流iG(t)是由2个正弦成分和1个直流分量组成，直流分量是导致输入电流畸变的主因。因正弦成分（峰值）相对直流分量比较高，故iac(t)波形的失真较小。按照式(5)，正弦分量和直流分量之间的关系式
r = m(1+q) (17)
将式(12)代入式(17)，可得到仅与m有关的表达式
 (18)
式(18)为m的函数，并假定变换器效率ηS=95%，绘于图6。图中曲线r在m=1.45处具有最小值。
这一结果在对输入电流谐波失真的估算时能得到证实。计算谐波Iac(n)，已知线电流波形无直流分量及1/4周期的奇对称
 (19)
式中，θ=ωLt
在n=1时，求值Iac(n)得到
 (20)
另方面，在n=3，5，……及cos[n(π/2)]=0时，求值Iac(n)

 (21)
标准化的线电流谐波为
 (22)
将式(12)代入式(22)，并假定变换器效率ηS=95%，可得知标准化的线电流谐波，仅与电压关系式m有关：
 (23)
作为m的函数，这一公式利用以下的定义，已被用于计算总谐波失真（THD）和功率因数（PF）：
 (24)
 (25)
图7表示在0<m<5时的结果。可以看到，在此m范围之内，能保持高的功率因数和低的总谐波失真。最不利情况是在m=1.5时，但即使此时，PF仍达到98.39%和THD=11%。
图8为m=1.5时，IEC-1000-3-2标准和理论谐波值之间的比较，图中显示最不利情况下，也全都充分满足国际标准的要求。
3.4电流波峰系统(CCF)的计算
图9表示所设计柘朴的灯电流波形，这是由低频包络线调制的高频正弦分量组成的，这一波形的公式为：
 (26)
式中，ωL=120π，ωS=2πfs，fs为开关频率
CCF被定义为电流峰值与有效值之比。对于灯电流应用式(26)，波峰系数可由下式给出：
 (27)
在灯的阴极预热时，推荐的CCF最大值为1.7。图10的曲线表明，满足这一条件下，m≤1。但从另一方面看，按照式(13)，m≤1时dc-dc变换器上的功率分配（QS），将占镇流器输入功率的60.2%以上，由此，要求QS值越小越好。对所推荐柘朴的重要设计准则为VG≥VS，也即m≥1。既要满足QS值要求，又要确保CCF值达到可接受的程度，故在后面的设计实例中，我们选取了m=1。
4设计程序和实例
4.1设计程序
下面介绍的是利用反馈(flyback)变换器作为功率因数校正器的电子镇流器（图3(a)）的设计程序。
4.1.1设计的规格参数
本设计程序的输入参数为：线路频率fL，开关频率fS，整流的线电压峰值VG，反馈输出电容器中允许的电压波纹系数rV，反馈变换器效率ηS和暂载率D，以及灯电流有效值ILrms和制造厂给定的灯功率PL
4.1.2 m的选择
应基于确保低值的CCF和DC-DC变换器合理功率分配的前提下，选取m的最佳值。当m<1时，CCF在推荐的上限值1.7以下；但反馈变换器的功率分配却增加到60%以上，影响镇流器的效率。
4.1.3反馈变换器元件的计算
为设计变换器这一级，需要按式(13)功率比例式和式(15)总的系统效率，计算反馈变换器的功率。式(13)中的QS值由式(12)给出的与m有关的系数q求得。反馈变换器操作所需功率
 (28)
为计算反馈变压器原绕组电感的最大值LP.max，相应于变换器DCM操作下，利用公式：
 (29)
为计算变压器的匝数比，利用反馈变换器的传递函数
 (30)
式中D为暂载率，因为反馈变换器的半级与D级放大器集成在一起，两者共用同一开关，故D=50%。
为计算电容C，要求逆变器的等值电阻R1NV，这可从式(7)和(9)推导出
 (31)
计算电容的最小电容值Co min时，按下式能考虑到最大容许的电压纹波。
 (32)
4.1.4 D级放大器元件的计算
因假定逆变器的性能呈电阻特性，至此级的输入电压为有效值(rms)，按计算功率的式(14)能推导出来。要对谐振回路的各元件进行计算，应首先求得施加到D级放大器的有效电压：
 (33)
 并联容抗XCP 和谐振电容CRP分别由下面公式求得：
 (34)
 (35)
基于下式给出的最小值选取质量因数
 (36)
并联感抗XLP和谐振电感LRP由下式计算
 (37)
 (38)
式中RL——等值的灯电阻，RL=PL/I2Lrms。串联容抗XCS和谐振电容CRS为：XCS=XL-XCP； (39)
4.1.5功率器件的选择
基于电路模拟所得结果，为了合理选择功率器件，应对所有开关和二极管估算出电流和电压的应力。
4.2设计实例
基于上述设计计算程序，表1列出了实验室原型的设计实例，这是按照所有设计步骤的程序，计算求得的结果。
5试验结果
为证明所推出的柘朴性能，本节介绍了如何实现上述设计及其试验的验证。设计的线路图如图11所示。
为制造原型选取了下列器件：选MOSFET的IRF730为M1和M2；反馈变换器和D级放大器的D1-D4选用二极管MUR460；整流桥的D8-D11和D13(1R2151的限幅二极管)选用二极管MUR160；控制电路D5-D7和D12选二极管1N4148；而对Q1选双结型三极管2N2222。全部试验中所用的灯均为日本电气公司（NEC）生产的FCL32D-T9园环形日光灯，灯的额定功率为32W，灯的光通量为1890Lm(流明)。
图11中的控制电路具有三个不同的功能：(1)灯丝电极的预热；(2)通过开关频率的调节，使闭环的操作控制着灯电流的峰值；(3)开环的电路操作可保持开关频率的恒定。对于第一种功能，需要保持开关频率在不同于谐振频率的数值上恒定，以便预热灯丝而不起动日光灯。故在二极管D5和D6之间的电压应恒定。当Q1开始时该电压恒定并等于5V。但藉助于C3和R4，一旦Q1闭合，则这一电压下降到D5导通的电压降(0.7V)，开关频率变化至正常值起动日光灯，并通过开环工作的灯输送额定功率。在闭环工作时，藉助电流互感器传感灯的电流。该互感器的输出电压由R7得到，并经D12整流。整流的电压与灯的峰值电流成比例，通过R3和C2的结合，施加于二极管D5和D6上，以调节开关的频率和保持电流的峰值接近恒定。
已列出利用反馈变换器作为P-ICS，在m=1时的设计实例。对有、无开关控制频率的实验室原型取得了实验结果。对开环操作灯的CCF值为1.69，而闭环操作时为1.50。开环操作时的输入功率因数为0.99，总效率达93%；闭环操作时的结果也很接近。这些结果与理论上的预算结果十分一致。选取电压关系式m=1，以便评估在开路操作时推荐的CCF值(1.7)条件下镇流器的性能。实现低CCF值是可能的。但要消耗较多的DC-DC变换器操作功率。为此，在实验装置中引入一简单的开关频率控制，可减小施加于灯电流上的正弦包络而降低CCF值。
6 结论
本文提出了带并联式输入电流成形电路(P-ISC)的单级电子镇流器，具有高的输入功率因数和低的电流波峰系数（CCF）。这一设计主题是：利用DCM工作的DC-DC变换器作为P-ICS和利用D级放大器作为逆变器。与以串联式输入电流成形电路（S-ICS）组成的方法对比，所设计电子镇流器具有接近正弦波形的交流线电流，结果导致了高的功率因数(99%)；结构上允许集成为单级，导致了成本的进一步降低。ICS的并联优点是：DC-DC变换器操作所需功率仅为输送至谐振回路功率的一部分，导致了效率的提高(93%)。这一功率分配的比例(QS)，以及CCF、PF和THD，均能用DC-DC变换器输出电压和峰值线电压之比值(m)的函数表达。电路分析表明，这一参数的独立性，柘朴结构完全满足IEC-100-3-2标准要求。m最佳值的选取必须基于既确保CCF的低值，又满足DC-DC变换器合理的功率分配。