静电除尘用高压高频大功率变压器的设计
2010-08-05 16:42:21
来源：《磁性元件与电源》2010年8月刊
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1 引言
随着工业粉尘及废气排放量的日益增加，其对环境的污染也越来越严重，特别是在冶金、矿山、建材、化工等行业中。众所周知，应用静电除尘器能够有效地收集起这些粉尘，但是，常规的高压静电除尘装置体积庞大、笨重，使用不便，因此，减小高压静电除尘装置的体积与重量就显得尤为重要。我国是一个产煤大国，燃煤是我国的主要能源之一，因此我国也是粉尘排放大国。燃煤、石油、天然气等资源是有限的。因此节能减排保护环境和生态平衡是各行各业的重要任务，也是衡量各个企业制造出来的产品性能价格比的重要指标。
高压静电除尘器(ESP)是除尘减排的主要设备，它需要直流高压电源供电，一般需要100mA/72kV~2000mA/72kV直流电源，而且今后的发展趋势是火力发电厂向“大”发展，电除尘器和供电电源也是向“大”发展，大多需要2000mA/72kV高压直流电源。2004年我国电除尘委员会统计我国电除尘设备年产超过100亿元大关，其中高压电源占1/10~1/8，即10亿元~12.5亿元。但我国电除尘器使用的电源过去和现在基本上都是工频50Hz可控硅相控电源，效率低，输出纹波大，不利于节能减排，消耗大量铜和铁，不利于可持续发展。
近年来，伴随着电力电子技术的飞速发展，特别是新一代功率电子器件如IGBT，MOSFET等的应用，高频逆变技术越来越成熟，各种不同类型和特点的电路广泛地被应用于DC/DC与DC/AC等场合。在这一前提下，设计一种高压逆变电源代替常规高压电源，达到减小高压电源装置的体积与重量的目的已成为可能。同时其使用效果、输出特性和成本等也都比常规高压电源装置具有明显的优势，系统效率也得到了一定程度的提高。在这些应用中，高压高频大功率变压器是电源系统的关键部分，除了担负着升压、传递能量和安全隔离的重要作用之外，还直接影响到电路的运行。因此，高压高频大功率变压器的设计显得尤为重要。但高压高频大功率变压器的设计不同于传统工频大功率变压器，也不同于高压高频小功率变压器，更不同于电力电子开关电源中常规的低压高频变压器。高频、高压和大功率交织在一起，使得高压高频大功率变压器设计时必须特别考虑高压、高频和大功率工况下变压器内部的电场、磁场和热场。因此，高压高频大功率变压器的设计涉及到电力电子学、物理学、材料学等交叉学科的研究。如何提高压高频大功率变压器的可靠性是摆在国内电源制造厂面前的一个重要问题。我们对这个问题进行了进行了攻关，并取得了较好的效果。
本文主要针对静电除尘用高压高频大功率变压器决定LCC谐振变换器工作特性的关键参数及提高变压器整机可靠性进行分析、研究和设计。
2 工作电路
高压变压器应用于高频场合时，寄生参数不容忽视。因为一方面当变压器高压侧绕组电容值折算到低压侧时需要乘以匝比的平方，由于匝比较大，因此得到的原边等效绕组电容较大；另一方面，为了保证高压变压器高低压绕组间的绝缘强度，两者间距离较大，电磁耦合与低压变压器情况下相比较差，导致漏感较大。变压器的寄生参数对电路的工作具有较大的影响，引起输入电流的振荡、畸变，改变电路的特性，严重时电路将不能正常工作。因此必须采用合适的拓扑和控制方式来避免变压器寄生参数带来的负面作用。具有容性输出滤波的LCC谐振变换器已经被证明在高压输出的应用场合是一个比较好的选择。它能够省去高压侧的滤波电感并利用变压器的寄生参数作为谐振参数。而且静电除尘器可以等效成电阻电容的并联电路，具有天然的容性输出滤波特性。图1给出了考虑变压器寄生参数时的具有容性输出滤波的LCC谐振变换器的拓扑。图中漏感Lr和绕组电容分布Cp可分别作为电路的谐振电感和并联谐振电容。
由于变换器工作在高压高频大功率的条件下，静电除尘器又属于强非线性时变性负载，因此系统的可靠性尤为重要。我们设计时采用了断续谐振电流模式(DCM)。图2给出了DCM下电路典型的工作波形图。可以看到控制信号的产生非常简单，实现了功率器件的零电流开通，零电流零电压关断，极大地减小了开关损耗，降低了EMI噪声，增强了电路的可靠性。
本文将主要针对一个具有85kV/600mA输出能力的高压高频大功率变压器，从绕组结构、整流方式、硅堆结构等加以论证和探讨并给出我们的设计方案。
3 变压器设计
3.1 工作频率fs的选择
高频工作能够减小变压器的体积和重量，但受高压下绝缘距离的限制，更高的工作频率也不能够进一步减小变压器的体积。而且由于高压高频大功率变压器寄生参数的值较大，其固有谐振频率较低，对工作频率也存在限制。另外大功率条件下所选用的大功率IGBT模块结电容较大，高频工作时需要较大的驱动功率。以CM600DU-24NF为例，40kHz的工作频率需要6W的驱动功率，这将给驱动器的选择带来困难。综合以上因素考虑，最终选择了fs=20kHz作为工作频率。
3.2 变压器匝比n 的选择
直流母线电压由市电三相整流得到，大功率工作时约可达到500V DC左右。由于输出电压规格为85KDC，所以变换器总的输出-输入比应为170，其中包含了变压器变比升压和LCC谐振升压两者的综合作用。通过仿真发现额定负载处LCC谐振升压系数约为1.2左右，实际中把其作为了设计裕量，最终把变压器的匝比选为n=170。
3.3 磁芯选择
通常电力变压器的铁心直径是按经验公式D=K取，但对除尘用的变压器来说应该给予适当加大。因为除尘用的变压器功率很大，有的达到80kVA~90kVA，加上输出电压高，若不给予适当加大，则由于铁芯直径小，二次绕组匝数会增加很多，绕组的温升问题将不好解决。另外，铁心直径过小时，尽管设计时磁通密度选择上留有余量，但除尘器的特殊工况仍会使高次谐波电流通过部分电容支路使铁心的磁通密度激增，铁心趋于饱和，从而使电流波形发生畸变，这在电除尘电控设备中是不允许的。因此，对变压器的铁心直径必须适当的加 大，来解决这方面的问题。
设计中选用了损耗值Pr相对较低、Bs值较铁氧体材料高的超微晶材料。其规格如图3所示，为了满足绝缘距离和绕组体积的要求，选用了四副磁芯并联，来获得较大的中心柱面积Ae，从而减小绕二次绕组匝数。同时为了减小高频下的磁芯损耗以及防止磁芯在电路启动时进入饱和，磁芯的最大磁通密度Bmax被限制在0.35T。因此，变压器原边匝数N1、副边匝数S1可通过式(1)和(2)计算得到。
式(1)
式中：U —— 输入电压(V)
τ —— 脉冲宽度(μS)
SC —— 铁芯有效截面积(cm2)
ΔB —— 磁感变化量(Gs)
S1 = 170*N1 式(2)
3.4 绕组结构及导线的选择
在变压器中，绕组和铁心是最重要的部分。对除尘用的整流变压器而言，绕组显得更为关键。因为除尘用的整流变压器输出电压高，通常电压从380V升到100kV左右。所以变压器的变比很大，使变压器的高压绕组匝数很多，如何合理选择高压绕组的结构是很重要的。目前国内普遍采用的高压绕组结构是圆筒式绕组，分2~4段绕制，然后串联输出至整流硅堆。这种结构的高压绕组由于段数少，因此绕组的层间电压很高，特别是底层电压相当于输出电压，为缩小绕组的外径和便于加工不得不使用聚酰亚胺薄膜来做层间绝缘，而聚酰亚胺薄膜虽然耐电强度高，但耐电晕性差。而除尘用的变压器由于工况的特殊性，通常处于电晕状态下工作，因此用聚酰亚胺薄膜来做层间绝缘是不理想的。我们经过多次失败及试验后，针对上述问题，做了如下的设计改进：
a. 高压绕组由2~4段绕制绕改为分层分段串联输出，骨架采用特制环氧骨架，层间绝缘用高性能的上胶Nomex纸。高压绕组采用分层分段串联输出其原理、内部结构如图4所示，好处有三点，一是绕组的层间电压大大降低，使绕组的层间绝缘能够使用电缆纸，同时绕组的电位是由低到高顺序排列，最底层的第一绕组与初级几乎可以看成同电位，非常有利于绝缘的处理。另一好处是能够根据电场电压不均匀的特性，人为增减某段绕组的匝数，使整个绕组在运行过程中承受的电压能均匀分布，避免绕组因局部过电压被击穿的问题。第三由于采用分层分段绕制形式，层与层之间电容是串联，即可以减小绕组间的分布电容，也能够极大的减小总的体绕组电容；使得在相同的负载条件下、输出电压相同时，因为绕组分布电容小，原边谐振电流峰值明显小于分段绕制结构和分槽绕制结构。采用特制的环氧骨架，一是为了提高绕组的整体机械强度，因为除尘用变压器是工作在频繁闪络状态，闪络时有很大的电动力作用于绕组上，如果绕组的机械强度不够，就会造成绕组松动直至击穿，因此绕组的整体性、抗振性要好。二是有利于变压器绝缘结构的设计。
b. 层间绝缘采用的不是普通电缆纸，而是NOMEX绝缘纸，这是因对于油浸高压变压器的绕组为了提高其电气性能一般不采用浸漆处理，但不浸漆处理绕组的机械强度又比较差。为解决这个问题，以往是采用每绕完一层后刷漆，但这种方法工艺复杂且效果不好。我们采用的上胶Nomex纸，其涂覆层在达到一定温度时开始熔化，随着温度的上升开始固化，使线圈的相邻各层可靠地粘合成一个固体单元，防止短路时线圈各层位移，同时无胶部分又可成为冷却油的通道，从而能够改善高压绕组的冷却条件，提高绝缘强度。
c. 由于变压器的漏感参与谐振电感的工作，必然会在磁芯上会引入额外的磁通量增，从而有可能引起磁芯的饱和，而且漏感值越大，这种可能性越大。同时只有减小漏感能把电除尘器用高频开关电源单机功率做大，这是因为电除尘器的等值电路相当于电阻电容的并联电路，电阻随电除尘器结构及工况变化很大，电容数值比较恒定，一般为20000PF~40000PF。要能良好地解决(ESP)电源的闪络跟踪处理和获得很高的收尘效率以及提高产品的可靠性，通常采用断续谐振电流模式(DCM)。而要增大输出功率，必须将谐振电感Lr和谐振电容Cr的数值增大，所以合理选取Lr和Cr非常重要，谐振电路必须满足两个条件，且这两个条件都和储存在谐振电感中的能量有关。两个条件是：①谐振电路中必须存储足够的能量，从而使谐振电容上的电压反转极性；②转换过程必须在指定的转换时间内完成。如果两个条件不满足，必将导致非ZVS或非ZCS状态的出现，无法实现软开关，损耗很大。因为调频工作状态电感电流必然是工作在断续工作状态，所以开关频率fs≤fr谐振频率，我们假定取开关频率fs=20kHz，则谐振频率fr≥40kHz，即谐振周期Tr≤25μs，又因为谐振周期Tr=2π≤25μs，所以有≤≈4，即LrCr≤16，这里Lr单位是μH，Cr单位是μf。假定取Cr=4μf，则Lr=4μH。而这里的谐振电感Lr，实际上是由变压器漏感、电路引线杂散电感和外加电感串联构成，若变压器漏感过大，会使外加串联电感过小甚至没有，更有可能会以减小谐振电容Cr为代价来达到满足关频率fs≤fr谐振频率的要求，这必然造成开机峰值电流过大、单机功率无法做大等后果。因此，在设计中必需要采取办法减小漏感，另一方面需要进行核算来确保磁芯不会饱和。我们在实际制造中采用了图3(b)所示的铁芯结构，原、副边在中心柱同心绕制以减小漏感值，折算到变压器原边的漏感Lr可由式(3)计算得到，由于原、副边绕组厚度与原、副边绕组间距相比很小，所以由式(3)可知变压器漏感近似与原、副边绕组间距成线性关系。在设计时，原、副边间距可以适当改变来满足LCC谐振电路设计的要求，但同时需保证绝缘距离以及对变压器体积的要求。经测量实际变压器折算到原边的漏感值仅为Lr≤1.2μH，从而使得单机容量可以做到≥50kw。
式(3)
其中：N — 初级圈数
LM — 每匝的平均长度；
μ — 磁导率；
H — 绕组高度；
B — 原边绕组厚度；
C — 原、副边绕组间距；
D — 副边绕组厚度。
d. 变压器初级采用0.1mm的铜箔绕制，层间用0.13mm厚Nomex410绝缘纸绝缘，能够有效提高占空率、减小变压器漏感。又因为变压器设计中不存在气隙，因此由边缘磁通引起的涡流损耗很小。变压器次级采用了Rubadue公司的高温高压三层绝缘导线，极大地提高了产品的爬电距离、增强了绕组间的绝缘性能以及降低了层间绝缘材料厚度，并大幅度提高产品的可靠性。
3.5 高频高压整流桥结构
高频高压硅堆在整流变压器中也是十分重要的一部分，且较易损坏，这其中除了硅堆本身的质量原因外，主要还是硅堆结构设计问题。目前，国内普遍采用的是一个大桥整流输出，它的最大缺点是没有考虑电压不均匀问题，电场的电压分布在变压器上是头尾高，中间低，如果整流桥臂用一个硅堆且硅堆内部粒子设计的耐压一样，就造成头、尾几个粒子容易击穿，最终导致整个硅堆击穿。针对这个问题，我们采取了三个措施：
a. 在分层分段绕组中人为使加到每个桥臂的电压较均匀。
b. 整流桥的每个臂不用一个高耐压的硅堆，而是用多个耐压较低的高频高压二极管串联。
c. 在设计整流桥时，考虑到由于整个高压整流桥实际上相当于是由25个单独的的整流桥是串联叠加而成，如图5所示，所以把头、尾绕组的整流桥加入比其它绕组多的高频高压二极管。例如第2~24绕组整流桥每个桥臂用一个5kV的高频高压二极管，则第1和25绕组整流桥每个桥臂则用2个，通过这三种方法，使硅堆上承受的电压趋于比较均匀，从而提高了整个整流桥的耐压水平。
3.6 高频阻流圈
目前，国内大部分厂家都没有使用高频阻流圈，而是在变压器的输出端加阻尼电阻，以此来吸收电场闪络、拉弧时的高频浪涌电压，从而保护变压器。但阻尼电阻有两个明显缺点，一是纯电阻对高频成分的抑制作用不理想，二是在正常情况下白白损失了I 2R的电能。另外由于长期的发热，阻尼电阻极易损坏，这在现场已经证明了这一点。而使用高频阻流圈恰好能克服这两个缺点，高频阻流圈实际上是一个空心电感，从理论上讲，电感对高频成分有很好的抑制作用，因为感抗XL=2πfL，闪络时频率f很高，感抗XL就变得很大，达到了抑制高频浪涌电压的目的。而正常情况下，感抗XL很小，不影响电场的正常工作。且高频阻流圈的直流电阻小，浪费的电能比用阻尼电阻小得多。另外，我们在设计时把高频阻流圈放在变压器的内部，由
随着工业粉尘及废气排放量的日益增加，其对环境的污染也越来越严重，特别是在冶金、矿山、建材、化工等行业中。众所周知，应用静电除尘器能够有效地收集起这些粉尘，但是，常规的高压静电除尘装置体积庞大、笨重，使用不便，因此，减小高压静电除尘装置的体积与重量就显得尤为重要。我国是一个产煤大国，燃煤是我国的主要能源之一，因此我国也是粉尘排放大国。燃煤、石油、天然气等资源是有限的。因此节能减排保护环境和生态平衡是各行各业的重要任务，也是衡量各个企业制造出来的产品性能价格比的重要指标。
高压静电除尘器(ESP)是除尘减排的主要设备，它需要直流高压电源供电，一般需要100mA/72kV~2000mA/72kV直流电源，而且今后的发展趋势是火力发电厂向“大”发展，电除尘器和供电电源也是向“大”发展，大多需要2000mA/72kV高压直流电源。2004年我国电除尘委员会统计我国电除尘设备年产超过100亿元大关，其中高压电源占1/10~1/8，即10亿元~12.5亿元。但我国电除尘器使用的电源过去和现在基本上都是工频50Hz可控硅相控电源，效率低，输出纹波大，不利于节能减排，消耗大量铜和铁，不利于可持续发展。
近年来，伴随着电力电子技术的飞速发展，特别是新一代功率电子器件如IGBT，MOSFET等的应用，高频逆变技术越来越成熟，各种不同类型和特点的电路广泛地被应用于DC/DC与DC/AC等场合。在这一前提下，设计一种高压逆变电源代替常规高压电源，达到减小高压电源装置的体积与重量的目的已成为可能。同时其使用效果、输出特性和成本等也都比常规高压电源装置具有明显的优势，系统效率也得到了一定程度的提高。在这些应用中，高压高频大功率变压器是电源系统的关键部分，除了担负着升压、传递能量和安全隔离的重要作用之外，还直接影响到电路的运行。因此，高压高频大功率变压器的设计显得尤为重要。但高压高频大功率变压器的设计不同于传统工频大功率变压器，也不同于高压高频小功率变压器，更不同于电力电子开关电源中常规的低压高频变压器。高频、高压和大功率交织在一起，使得高压高频大功率变压器设计时必须特别考虑高压、高频和大功率工况下变压器内部的电场、磁场和热场。因此，高压高频大功率变压器的设计涉及到电力电子学、物理学、材料学等交叉学科的研究。如何提高压高频大功率变压器的可靠性是摆在国内电源制造厂面前的一个重要问题。我们对这个问题进行了进行了攻关，并取得了较好的效果。
本文主要针对静电除尘用高压高频大功率变压器决定LCC谐振变换器工作特性的关键参数及提高变压器整机可靠性进行分析、研究和设计。
2 工作电路
高压变压器应用于高频场合时，寄生参数不容忽视。因为一方面当变压器高压侧绕组电容值折算到低压侧时需要乘以匝比的平方，由于匝比较大，因此得到的原边等效绕组电容较大；另一方面，为了保证高压变压器高低压绕组间的绝缘强度，两者间距离较大，电磁耦合与低压变压器情况下相比较差，导致漏感较大。变压器的寄生参数对电路的工作具有较大的影响，引起输入电流的振荡、畸变，改变电路的特性，严重时电路将不能正常工作。因此必须采用合适的拓扑和控制方式来避免变压器寄生参数带来的负面作用。具有容性输出滤波的LCC谐振变换器已经被证明在高压输出的应用场合是一个比较好的选择。它能够省去高压侧的滤波电感并利用变压器的寄生参数作为谐振参数。而且静电除尘器可以等效成电阻电容的并联电路，具有天然的容性输出滤波特性。图1给出了考虑变压器寄生参数时的具有容性输出滤波的LCC谐振变换器的拓扑。图中漏感Lr和绕组电容分布Cp可分别作为电路的谐振电感和并联谐振电容。
由于变换器工作在高压高频大功率的条件下，静电除尘器又属于强非线性时变性负载，因此系统的可靠性尤为重要。我们设计时采用了断续谐振电流模式(DCM)。图2给出了DCM下电路典型的工作波形图。可以看到控制信号的产生非常简单，实现了功率器件的零电流开通，零电流零电压关断，极大地减小了开关损耗，降低了EMI噪声，增强了电路的可靠性。
本文将主要针对一个具有85kV/600mA输出能力的高压高频大功率变压器，从绕组结构、整流方式、硅堆结构等加以论证和探讨并给出我们的设计方案。
3 变压器设计
3.1 工作频率fs的选择
高频工作能够减小变压器的体积和重量，但受高压下绝缘距离的限制，更高的工作频率也不能够进一步减小变压器的体积。而且由于高压高频大功率变压器寄生参数的值较大，其固有谐振频率较低，对工作频率也存在限制。另外大功率条件下所选用的大功率IGBT模块结电容较大，高频工作时需要较大的驱动功率。以CM600DU-24NF为例，40kHz的工作频率需要6W的驱动功率，这将给驱动器的选择带来困难。综合以上因素考虑，最终选择了fs=20kHz作为工作频率。
3.2 变压器匝比n 的选择
直流母线电压由市电三相整流得到，大功率工作时约可达到500V DC左右。由于输出电压规格为85KDC，所以变换器总的输出-输入比应为170，其中包含了变压器变比升压和LCC谐振升压两者的综合作用。通过仿真发现额定负载处LCC谐振升压系数约为1.2左右，实际中把其作为了设计裕量，最终把变压器的匝比选为n=170。
3.3 磁芯选择
通常电力变压器的铁心直径是按经验公式D=K取，但对除尘用的变压器来说应该给予适当加大。因为除尘用的变压器功率很大，有的达到80kVA~90kVA，加上输出电压高，若不给予适当加大，则由于铁芯直径小，二次绕组匝数会增加很多，绕组的温升问题将不好解决。另外，铁心直径过小时，尽管设计时磁通密度选择上留有余量，但除尘器的特殊工况仍会使高次谐波电流通过部分电容支路使铁心的磁通密度激增，铁心趋于饱和，从而使电流波形发生畸变，这在电除尘电控设备中是不允许的。因此，对变压器的铁心直径必须适当的加 大，来解决这方面的问题。
设计中选用了损耗值Pr相对较低、Bs值较铁氧体材料高的超微晶材料。其规格如图3所示，为了满足绝缘距离和绕组体积的要求，选用了四副磁芯并联，来获得较大的中心柱面积Ae，从而减小绕二次绕组匝数。同时为了减小高频下的磁芯损耗以及防止磁芯在电路启动时进入饱和，磁芯的最大磁通密度Bmax被限制在0.35T。因此，变压器原边匝数N1、副边匝数S1可通过式(1)和(2)计算得到。
式(1)
式中：U —— 输入电压(V)
τ —— 脉冲宽度(μS)
SC —— 铁芯有效截面积(cm2)
ΔB —— 磁感变化量(Gs)
S1 = 170*N1 式(2)
3.4 绕组结构及导线的选择
在变压器中，绕组和铁心是最重要的部分。对除尘用的整流变压器而言，绕组显得更为关键。因为除尘用的整流变压器输出电压高，通常电压从380V升到100kV左右。所以变压器的变比很大，使变压器的高压绕组匝数很多，如何合理选择高压绕组的结构是很重要的。目前国内普遍采用的高压绕组结构是圆筒式绕组，分2~4段绕制，然后串联输出至整流硅堆。这种结构的高压绕组由于段数少，因此绕组的层间电压很高，特别是底层电压相当于输出电压，为缩小绕组的外径和便于加工不得不使用聚酰亚胺薄膜来做层间绝缘，而聚酰亚胺薄膜虽然耐电强度高，但耐电晕性差。而除尘用的变压器由于工况的特殊性，通常处于电晕状态下工作，因此用聚酰亚胺薄膜来做层间绝缘是不理想的。我们经过多次失败及试验后，针对上述问题，做了如下的设计改进：
a. 高压绕组由2~4段绕制绕改为分层分段串联输出，骨架采用特制环氧骨架，层间绝缘用高性能的上胶Nomex纸。高压绕组采用分层分段串联输出其原理、内部结构如图4所示，好处有三点，一是绕组的层间电压大大降低，使绕组的层间绝缘能够使用电缆纸，同时绕组的电位是由低到高顺序排列，最底层的第一绕组与初级几乎可以看成同电位，非常有利于绝缘的处理。另一好处是能够根据电场电压不均匀的特性，人为增减某段绕组的匝数，使整个绕组在运行过程中承受的电压能均匀分布，避免绕组因局部过电压被击穿的问题。第三由于采用分层分段绕制形式，层与层之间电容是串联，即可以减小绕组间的分布电容，也能够极大的减小总的体绕组电容；使得在相同的负载条件下、输出电压相同时，因为绕组分布电容小，原边谐振电流峰值明显小于分段绕制结构和分槽绕制结构。采用特制的环氧骨架，一是为了提高绕组的整体机械强度，因为除尘用变压器是工作在频繁闪络状态，闪络时有很大的电动力作用于绕组上，如果绕组的机械强度不够，就会造成绕组松动直至击穿，因此绕组的整体性、抗振性要好。二是有利于变压器绝缘结构的设计。
b. 层间绝缘采用的不是普通电缆纸，而是NOMEX绝缘纸，这是因对于油浸高压变压器的绕组为了提高其电气性能一般不采用浸漆处理，但不浸漆处理绕组的机械强度又比较差。为解决这个问题，以往是采用每绕完一层后刷漆，但这种方法工艺复杂且效果不好。我们采用的上胶Nomex纸，其涂覆层在达到一定温度时开始熔化，随着温度的上升开始固化，使线圈的相邻各层可靠地粘合成一个固体单元，防止短路时线圈各层位移，同时无胶部分又可成为冷却油的通道，从而能够改善高压绕组的冷却条件，提高绝缘强度。
c. 由于变压器的漏感参与谐振电感的工作，必然会在磁芯上会引入额外的磁通量增，从而有可能引起磁芯的饱和，而且漏感值越大，这种可能性越大。同时只有减小漏感能把电除尘器用高频开关电源单机功率做大，这是因为电除尘器的等值电路相当于电阻电容的并联电路，电阻随电除尘器结构及工况变化很大，电容数值比较恒定，一般为20000PF~40000PF。要能良好地解决(ESP)电源的闪络跟踪处理和获得很高的收尘效率以及提高产品的可靠性，通常采用断续谐振电流模式(DCM)。而要增大输出功率，必须将谐振电感Lr和谐振电容Cr的数值增大，所以合理选取Lr和Cr非常重要，谐振电路必须满足两个条件，且这两个条件都和储存在谐振电感中的能量有关。两个条件是：①谐振电路中必须存储足够的能量，从而使谐振电容上的电压反转极性；②转换过程必须在指定的转换时间内完成。如果两个条件不满足，必将导致非ZVS或非ZCS状态的出现，无法实现软开关，损耗很大。因为调频工作状态电感电流必然是工作在断续工作状态，所以开关频率fs≤fr谐振频率，我们假定取开关频率fs=20kHz，则谐振频率fr≥40kHz，即谐振周期Tr≤25μs，又因为谐振周期Tr=2π≤25μs，所以有≤≈4，即LrCr≤16，这里Lr单位是μH，Cr单位是μf。假定取Cr=4μf，则Lr=4μH。而这里的谐振电感Lr，实际上是由变压器漏感、电路引线杂散电感和外加电感串联构成，若变压器漏感过大，会使外加串联电感过小甚至没有，更有可能会以减小谐振电容Cr为代价来达到满足关频率fs≤fr谐振频率的要求，这必然造成开机峰值电流过大、单机功率无法做大等后果。因此，在设计中必需要采取办法减小漏感，另一方面需要进行核算来确保磁芯不会饱和。我们在实际制造中采用了图3(b)所示的铁芯结构，原、副边在中心柱同心绕制以减小漏感值，折算到变压器原边的漏感Lr可由式(3)计算得到，由于原、副边绕组厚度与原、副边绕组间距相比很小，所以由式(3)可知变压器漏感近似与原、副边绕组间距成线性关系。在设计时，原、副边间距可以适当改变来满足LCC谐振电路设计的要求，但同时需保证绝缘距离以及对变压器体积的要求。经测量实际变压器折算到原边的漏感值仅为Lr≤1.2μH，从而使得单机容量可以做到≥50kw。
式(3)
其中：N — 初级圈数
LM — 每匝的平均长度；
μ — 磁导率；
H — 绕组高度；
B — 原边绕组厚度；
C — 原、副边绕组间距；
D — 副边绕组厚度。
d. 变压器初级采用0.1mm的铜箔绕制，层间用0.13mm厚Nomex410绝缘纸绝缘，能够有效提高占空率、减小变压器漏感。又因为变压器设计中不存在气隙，因此由边缘磁通引起的涡流损耗很小。变压器次级采用了Rubadue公司的高温高压三层绝缘导线，极大地提高了产品的爬电距离、增强了绕组间的绝缘性能以及降低了层间绝缘材料厚度，并大幅度提高产品的可靠性。
3.5 高频高压整流桥结构
高频高压硅堆在整流变压器中也是十分重要的一部分，且较易损坏，这其中除了硅堆本身的质量原因外，主要还是硅堆结构设计问题。目前，国内普遍采用的是一个大桥整流输出，它的最大缺点是没有考虑电压不均匀问题，电场的电压分布在变压器上是头尾高，中间低，如果整流桥臂用一个硅堆且硅堆内部粒子设计的耐压一样，就造成头、尾几个粒子容易击穿，最终导致整个硅堆击穿。针对这个问题，我们采取了三个措施：
a. 在分层分段绕组中人为使加到每个桥臂的电压较均匀。
b. 整流桥的每个臂不用一个高耐压的硅堆，而是用多个耐压较低的高频高压二极管串联。
c. 在设计整流桥时，考虑到由于整个高压整流桥实际上相当于是由25个单独的的整流桥是串联叠加而成，如图5所示，所以把头、尾绕组的整流桥加入比其它绕组多的高频高压二极管。例如第2~24绕组整流桥每个桥臂用一个5kV的高频高压二极管，则第1和25绕组整流桥每个桥臂则用2个，通过这三种方法，使硅堆上承受的电压趋于比较均匀，从而提高了整个整流桥的耐压水平。
3.6 高频阻流圈
目前，国内大部分厂家都没有使用高频阻流圈，而是在变压器的输出端加阻尼电阻，以此来吸收电场闪络、拉弧时的高频浪涌电压，从而保护变压器。但阻尼电阻有两个明显缺点，一是纯电阻对高频成分的抑制作用不理想，二是在正常情况下白白损失了I 2R的电能。另外由于长期的发热，阻尼电阻极易损坏，这在现场已经证明了这一点。而使用高频阻流圈恰好能克服这两个缺点，高频阻流圈实际上是一个空心电感，从理论上讲，电感对高频成分有很好的抑制作用，因为感抗XL=2πfL，闪络时频率f很高，感抗XL就变得很大，达到了抑制高频浪涌电压的目的。而正常情况下，感抗XL很小，不影响电场的正常工作。且高频阻流圈的直流电阻小，浪费的电能比用阻尼电阻小得多。另外，我们在设计时把高频阻流圈放在变压器的内部，由
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