一种混合薄膜结构传输线型射频(RF)阻抗匹配器
2010-11-06 10:16:07
来源：《磁性元件与电源》2010年11月刊
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1 引言
随着手机和无线局域网(LAN)这类无线通信设备的迅速发展和数量的不断增多，更多种类和数量的小型元器件被采用。例如，手机的射频(RF)前段电路就需要功率放大器、低噪声放大器(LNA)、LC阻抗匹配电路、滤波器、双工器、天线等等器件。在原来使用的RF阻抗匹配电路中，虽然采用了由多个无源元件组成的低温共烧陶瓷(LTCC)片式LC器件，但将它们集成成为RF集成电路(IC)比较困难。另外，已开发成功的薄膜无源元件诸如集成螺旋线空心电感器和电容器的单片微波集成电路(MMIC)，然而，集成螺旋线空心电感器难以小型化，致使不能有效减小MMIC的尺寸。有人在研究RF集成磁性薄膜电感器时发现，向空心螺旋电感器中加入磁性薄膜，即可使这类电感器有效减少尺寸，实现小型化。
众所周知，四分之一波长传输线的功能是用作阻抗匹配变换器。根据有关实验测试报告，CoFeB磁膜/聚酰亚胺介质构成的混合传输线具有较大的波长缩短效应。如果这种器件在实际应用中有适合的可接受的尺寸和插损，则混合膜传输线就可用作集成RF阻抗$匹配器$件。该报告同时指出，使用CoFeB磁膜制成的RF阻抗匹配器件用于混合薄膜共面传输线的插入损耗约为0.8db。而全球移动通信系统(GSM)对手机规定的指标是，在1.8GHz时应为0.5db以下。报告认为，造成器件损耗大的原因之一是由于垂直于磁膜面的磁通引起了面内涡流。另有实验检测报告称，纵向剖切磁膜成条长，能够有效地抑制铁磁共振(FMF)频率以外的高频损耗。
2 混合薄膜共面传输线制造
磁性体/介质体混合薄膜共面传输线是以分布参数电路的形式工作的。由于磁膜的作用使得电感系数增强，所以具有较大的波长缩短效应。在特定频率fλ/4时，若传输线的长度等于四分之一波长，该器件则可执行阻抗匹配变换器的功能，也即成了阻抗匹配器件。设信号源的阻抗为ZS、负载的阻抗为ZL，把λ/4波长的传输线插入ZS和ZL之间，就可以达到阻抗匹配目的。在此，λ/4阻抗匹配器件应当具有如式(1)所表述的特性阻抗ZC：
ZC=ZLZS (1)
例如在手机的功率放大电路中，其ZS只有几个欧姆(Ω)，而天线的阻抗ZL则在50Ω到数百Ω之间，因此，λ/4器件的ZC应该有数十Ω。
图1所示为制成品混合薄膜共面传输线器件的结构示意图。图中示出了器件的顶部和底部各有厚度为5μm的导体层（铜箔），在两导体层间内置0.5μm厚聚酰亚胺膜/0.15μm厚CoFeB磁性层/和0.5μm厚聚酰亚胺膜等三层电介质和磁性体。器件宽为1mm、长为5mm，信号线宽6μm，接地面宽397μm。连续膜和被纵向剖成条状的磁膜有数根，其条宽为Wm、间隔10μm，如图2所示。磁膜条的纵向与信号线的走向一致。
普通的CoFeB非晶磁膜的铁磁共振(FMR)频率约为4GHz，静态相对磁导率为180；聚酰亚胺介质膜的相对介电常数为3.5。
混合薄膜共面传输线一般采用如下三种方法制造：
(1)采用电镀工艺技术，沉积成为顶部和底部的铜导体膜；(2)用旋转喷涂聚酰亚胺介质膜并烘干固化；(3)使用射频(RF)磁控溅射装置，旋转圆柱状电极以沉积磁膜（CoFeB非晶合金）；然后使用剥离(lift-off)工艺纵向剖切成磁条，剖切成的磁条分别宽(Wm)为10、20、40和200μm等四种器件。图3照片为其中之一。
3 实验检测结果与讨论
我们采用HP-8720D型网络分析仪和GSG射频探头来检测器件的传输特性。利用测定的参数计算传输线信号波长(λ)、特性阻抗(ZC)和插入损耗(Lm)。以上几种磁膜结构制成的器件，均有30~40Ω的特性阻抗。
图4所示为器件的单位线长的插损(Lm)与频率的关系曲线。从图中可见，插损(Lm)几乎是一个常量，在任何情况下，1.2GHz频率以下的插损Lm都在0.7db/mm。实验认为，在1.2GHz以下的插损所以为常量，是因为信号线的直流电阻恒定。用片状磁膜制成的器件之插损，在1.5GHz以上频率时将迅速增大。若将片状膜剖切成磁条则可以抑制1.5GHz以上频率的损耗。在此，不需作详细说明即可发现，垂直于磁性薄膜的磁通会导致膜内涡流，因此，在1.5GHz以上的损耗将迅速增加，这主要是磁膜的面内涡流引起的。而将磁膜纵向剖切成磁条，就是为了抑制磁膜面内涡流。另外，在图4中可见，在频率为6GHz左右时，每种器件单位线长的损耗都有一个峰值。与铁磁共振有关的峰值频率会移向高频一端，这是因为磁条宽度变窄而导致磁条形状的各向异性电磁场升高的缘故。然而，在图中我们看到，成品传输线器件的峰值频率很难随磁条的宽度变化。这可能是因为CoFeB磁膜具有大到约10kV/m的本征各向异性磁场，所以，磁条的形状对各向异性的影响相对较小。
图5所示为传输线器件的λ/4与频率的关系曲线。从图中可见，传输线器件的信号波长与频率几乎成反比关系。减小纵向剖切磁膜条的宽度，器件的信号波长增长。此问题可这样分析，波长的增长是受到了磁条形状各向异性磁场增加和磁膜体积减小的影响。
图6示出了用片状磁膜和磁条（宽Wm=40，20和10μm）制成的四种不同λ/4器件的插入损耗与频率的关系曲线。在图4所示的单位线长损耗近似为常数的频率范围内，插入损耗Lλ/4随着频率上升而直线下降，其原因是由于信号波长变短了。在1.2~1.5GHz附近，插入损耗Lλ/4出现最小值。当纵向剖切磁条的宽度减小时，最低插损处的频率变得最高，这是因为磁膜的面内涡流得到了抑制。在这种情况下，纵向剖切磁膜条可以有效地降低在1.8GHz以上高频段的插入损耗。
参考文献（略）
随着手机和无线局域网(LAN)这类无线通信设备的迅速发展和数量的不断增多，更多种类和数量的小型元器件被采用。例如，手机的射频(RF)前段电路就需要功率放大器、低噪声放大器(LNA)、LC阻抗匹配电路、滤波器、双工器、天线等等器件。在原来使用的RF阻抗匹配电路中，虽然采用了由多个无源元件组成的低温共烧陶瓷(LTCC)片式LC器件，但将它们集成成为RF集成电路(IC)比较困难。另外，已开发成功的薄膜无源元件诸如集成螺旋线空心电感器和电容器的单片微波集成电路(MMIC)，然而，集成螺旋线空心电感器难以小型化，致使不能有效减小MMIC的尺寸。有人在研究RF集成磁性薄膜电感器时发现，向空心螺旋电感器中加入磁性薄膜，即可使这类电感器有效减少尺寸，实现小型化。
众所周知，四分之一波长传输线的功能是用作阻抗匹配变换器。根据有关实验测试报告，CoFeB磁膜/聚酰亚胺介质构成的混合传输线具有较大的波长缩短效应。如果这种器件在实际应用中有适合的可接受的尺寸和插损，则混合膜传输线就可用作集成RF阻抗$匹配器$件。该报告同时指出，使用CoFeB磁膜制成的RF阻抗匹配器件用于混合薄膜共面传输线的插入损耗约为0.8db。而全球移动通信系统(GSM)对手机规定的指标是，在1.8GHz时应为0.5db以下。报告认为，造成器件损耗大的原因之一是由于垂直于磁膜面的磁通引起了面内涡流。另有实验检测报告称，纵向剖切磁膜成条长，能够有效地抑制铁磁共振(FMF)频率以外的高频损耗。
2 混合薄膜共面传输线制造
磁性体/介质体混合薄膜共面传输线是以分布参数电路的形式工作的。由于磁膜的作用使得电感系数增强，所以具有较大的波长缩短效应。在特定频率fλ/4时，若传输线的长度等于四分之一波长，该器件则可执行阻抗匹配变换器的功能，也即成了阻抗匹配器件。设信号源的阻抗为ZS、负载的阻抗为ZL，把λ/4波长的传输线插入ZS和ZL之间，就可以达到阻抗匹配目的。在此，λ/4阻抗匹配器件应当具有如式(1)所表述的特性阻抗ZC：
ZC=ZLZS (1)
例如在手机的功率放大电路中，其ZS只有几个欧姆(Ω)，而天线的阻抗ZL则在50Ω到数百Ω之间，因此，λ/4器件的ZC应该有数十Ω。
图1所示为制成品混合薄膜共面传输线器件的结构示意图。图中示出了器件的顶部和底部各有厚度为5μm的导体层（铜箔），在两导体层间内置0.5μm厚聚酰亚胺膜/0.15μm厚CoFeB磁性层/和0.5μm厚聚酰亚胺膜等三层电介质和磁性体。器件宽为1mm、长为5mm，信号线宽6μm，接地面宽397μm。连续膜和被纵向剖成条状的磁膜有数根，其条宽为Wm、间隔10μm，如图2所示。磁膜条的纵向与信号线的走向一致。
普通的CoFeB非晶磁膜的铁磁共振(FMR)频率约为4GHz，静态相对磁导率为180；聚酰亚胺介质膜的相对介电常数为3.5。
混合薄膜共面传输线一般采用如下三种方法制造：
(1)采用电镀工艺技术，沉积成为顶部和底部的铜导体膜；(2)用旋转喷涂聚酰亚胺介质膜并烘干固化；(3)使用射频(RF)磁控溅射装置，旋转圆柱状电极以沉积磁膜（CoFeB非晶合金）；然后使用剥离(lift-off)工艺纵向剖切成磁条，剖切成的磁条分别宽(Wm)为10、20、40和200μm等四种器件。图3照片为其中之一。
3 实验检测结果与讨论
我们采用HP-8720D型网络分析仪和GSG射频探头来检测器件的传输特性。利用测定的参数计算传输线信号波长(λ)、特性阻抗(ZC)和插入损耗(Lm)。以上几种磁膜结构制成的器件，均有30~40Ω的特性阻抗。
图4所示为器件的单位线长的插损(Lm)与频率的关系曲线。从图中可见，插损(Lm)几乎是一个常量，在任何情况下，1.2GHz频率以下的插损Lm都在0.7db/mm。实验认为，在1.2GHz以下的插损所以为常量，是因为信号线的直流电阻恒定。用片状磁膜制成的器件之插损，在1.5GHz以上频率时将迅速增大。若将片状膜剖切成磁条则可以抑制1.5GHz以上频率的损耗。在此，不需作详细说明即可发现，垂直于磁性薄膜的磁通会导致膜内涡流，因此，在1.5GHz以上的损耗将迅速增加，这主要是磁膜的面内涡流引起的。而将磁膜纵向剖切成磁条，就是为了抑制磁膜面内涡流。另外，在图4中可见，在频率为6GHz左右时，每种器件单位线长的损耗都有一个峰值。与铁磁共振有关的峰值频率会移向高频一端，这是因为磁条宽度变窄而导致磁条形状的各向异性电磁场升高的缘故。然而，在图中我们看到，成品传输线器件的峰值频率很难随磁条的宽度变化。这可能是因为CoFeB磁膜具有大到约10kV/m的本征各向异性磁场，所以，磁条的形状对各向异性的影响相对较小。
图5所示为传输线器件的λ/4与频率的关系曲线。从图中可见，传输线器件的信号波长与频率几乎成反比关系。减小纵向剖切磁膜条的宽度，器件的信号波长增长。此问题可这样分析，波长的增长是受到了磁条形状各向异性磁场增加和磁膜体积减小的影响。
图6示出了用片状磁膜和磁条（宽Wm=40，20和10μm）制成的四种不同λ/4器件的插入损耗与频率的关系曲线。在图4所示的单位线长损耗近似为常数的频率范围内，插入损耗Lλ/4随着频率上升而直线下降，其原因是由于信号波长变短了。在1.2~1.5GHz附近，插入损耗Lλ/4出现最小值。当纵向剖切磁条的宽度减小时，最低插损处的频率变得最高，这是因为磁膜的面内涡流得到了抑制。在这种情况下，纵向剖切磁膜条可以有效地降低在1.8GHz以上高频段的插入损耗。
参考文献（略）
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