摘要：  本文主要介绍新型反激式变压器主要参数设计，并对由此与高频单片开关电源控制芯片构建的高频单片开关多组开关电作分析说明。

关键字：  变压器，电源，磁芯变压器，电源，磁芯

1 反激式变压器为便携式设备多组开关稳压电源的选择拓宽了新途径多年来，为设计多组开关稳压电源选择性能价格比较高的电源控制芯片，一直是制造业心想事成的问题，这是因为电源控制芯片不是引脚多调试繁多，就是引脚少了功能不理想。那如何解决呢？那就是应用反激式变压器及其变换器设计并由此构建的高频单片开关多组开关电源不失为一种有效途径。于是如何用新型反激变压器T1与高频单片开关电源控制芯片构成的高频单片开关多组开关电源成为研讨的课题。据此本文将首先从由TOP222Y高频单片开关电源控制芯片与组件构成的多组开关稳压电源设计方案说起，再从中引出新型反激式变压器T1主要参数设计的重要分析。特别要指出的是此反激式变压器T1可又称之为反激式变压器。
而TOPSwitchlI单片开关电源是PI公司的高频开关电源芯片，它能将开关电源所必需的具有高压N沟道功率MOS场效应管、电压型PWM控制器、100kHz高频振荡器、高压启动偏置电路、基准电压、用于环路补偿的并联偏置调整器、误差放大器和故障保护功能块等全部集成在一起，是属引脚少（仅为3线）功能强的高频开关电源芯片。
它可广泛用于仪器仪表、笔记本电脑、VCD和DVD、电池充电器、功率放大器等领域，用它构成的开关电源具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电子电气、控制、计算机等许多领域的电子设备中得到了广泛的使用。为此本文首先对应用TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的多组开关稳压电源设计方案作介绍。
2 多组(5组)开关电源设计方案
2.1 以TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的电源组成图，见图1所示。
TOP222Y为DC/DC变换器，其芯片引脚3、2、1分别与高频变压器输入初级、输出次级及地、输出反馈等相连接。
2.2 电源电路拓扑为单端反激式
该电源电路拓扑为单端反激式，反激式则是指当功率开关管MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级线圈上；当MOSFET关断时，向次级输出电能。由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速储存、释放能量，经高频整流滤波后即可获得连续输出。
2.3 电源单级滤波器作用
220V交流进线端接入电磁滤波器(EMl)，为了减少体积和降低成本，单片开关电源一般采用简易式单级滤波器。L1用来滤除共模干扰，C1、C2用来滤除串模干扰。电源滤波器的作用：一方面是滤除由电网传来的杂波电压，净化输入电源，另一方面也阻止高频开关电源的振荡电压窜入电网干扰其它电器。
2.4 整流与DC/DC变换器
市电经整流和电容滤波后，变成308V的直流电压供给TOP222Y器件，TOP222Y构成DC/DC变换器，它将输入的直流高压变成脉宽可调的高频脉冲电压，经高频变压器降压后再进行半波整流和滤波，变成所需要的直流电压输出。
2.5 瞬态电压抑制电路
阻塞二极管D6与瞬态电压抑制器D5组成吸收电路，吸收功率器件在关断过程中由于变压器漏感产生的尖峰电压，当TOP222Y功率管导通时初极变压器的电压极性为上端为正，下端为负，使D6截止，箝位电路不起作用。在MOSFET截止的瞬间，初级变压器变成下端为正，上端为负，此时D6导通，尖峰电压就被D5吸收掉。
2.6 关于高频变压器与反馈稳压电路
高频变压器的次级有5个绕组，其中的13.2V/300mA绕组V1为主绕组控制TOP222Y器件的脉宽，即这一组输出电压为PWM稳压，由并联可编程稳压器TL431和光电耦合器PC817及分压电阻R4、R5完成取样反馈工作。当输出电压升高时经R4、R5分压后得到取样电压与TL431中的带隙基准电压进行比较，使TL431阴极电位下降，使流过光电二极管工作电流If增大，再通过光耦PC817使控制端电流Ic增大，TOP222Y的输出占空比减小，使电压下降。达到稳压的目的。
电阻R3为V1输出的最小负载，用于提高轻载时的电压调整率。当输出电压偏低时，R3的作用是给TL431提供电流偏执通路。为避免刚接通电源时输出电压产生过冲现象，TL431的阴极与阳极之间并联一只软启动电容C12。其作用分析如下：刚上电时由于C12两端的压降不能突变，使得VKA=O，TL431不工作。随着整流滤波器的输出电压逐渐升高，光耦二极管(LED)上的电流就通过R2对C12充电，使C12上的电压不断升高，TL431逐渐转入正常工作状态。输出电压在延迟时间内缓慢上升，最终达到13.2V稳定值。
2.7 取样与反馈电阻的确定
如何确定R2、R3、R4及R5的值。首先要搞清TOP管的控制特性。从TOPSwicth的技术手册可知流入控制脚C的电流Ic与占空比D成反比关系，如图2所示。
可以看出Ic的电流应在2-6mA之间，PWM会线性变化，因此PC817三极管的电流Ice也应在这个范围变化。而Ic是受二极管电流If控制的，R1的取值要保证TOP控制端取得所需要的电流，假设用PC817，其CTR=Ic/IF=0.8-1.6，从TL437的技术参数知，Vka在2.5V-36V变化时，阴极工作电流IKA可以在1mA到100mA以内很大范围里变化。当光耦CTR取低限0.8时，此时流过光二极管的最大电流，IFMAX=6/0.8=7.5mA，TL431阴极电压VkA=Vo-VF-(IFMAX×R2)>2.5V，其中VF为光耦二极管的正向压降。VF典型值为1.2V。
VkA=13.2-1.2-7.5×R2>2.5V
R2<1.3k（取R2=250Ω）
431要求至少有1mA的工作电流，也就是R2的电流接近于零时，也要保证431有1mA，所以R3<=1.2V/1mA=1.2K（取R3=510Ω即可）。
R5的取值，R5的值不是任意取的，要考虑两个因素：
431参考输入端的电流，一般此电流为2μA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R5的电流为参考段电流的100倍以上，所以此电阻要小于2.5V/200μA=12.5K。
待机功耗的要求，如有此要求，在满足R5≤12.5kΩ的情况下尽量取大值。取R5=10kΩ。
确定了上面几个关系后，那R4电阻的值就好确定了。根据TL431的性能，R4、v5、Vo、Vr有固定的关系：Vo=(1+R4/R5)Vr(Vr=2.5V)由此可算出R4=43.kΩ。
3 单端反激式变压器T1主要参数的设计
因开关电源电路的拓扑为单端反激式，为此将单端反激式变换器（即其变压器T1）主要参数设计作如下分析。
3.1 本电源总输出功率为各组输出功率之和
PO=13.2×0.3+13.2×0.2+28×0.05+2×13.2×0.1+12×0.006=10.71W（反馈绕组功率为12×0.006）
若电源总的效率为80％，则电源输入的总功率应为：
Pi = PO/80％=10.7I/0.8=13.4W
在宽范围输入电压条件下，TOP222Y的最大输出功率为15W，能够满足本电路要求。
3.2 根据输入交流电压确定最小直流电压、最大直流电压
假定交流输入电压的范围是85V-265V，输入整流桥响应时间为tc=3ms，输入滤波电容C3取22μf，即
对于宽范围电压输入，输入电容选取(2-3)Po单位μF，按比例系数(2~3) μF/W来选取。
当输入电容取33μF时（推存值），VMIN=94伏。
3.3 确定最大占空比
反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：
(VMIN-VDS)×DMAX=VOR×(1-DMAX)
 
VOR为一次绕组感应电压即反激电压
若将VOR取100V TOP漏-源电压UDS=10V则可算出DMAX=0.6
反激电压VOR的选取不是任意的。对于宽范围电压输入一般取135V，对于多路电源输出一般取100V。
3.4 计算初级电流有效值及峰值
单端反激式变压器初级工作方式分为两种：连续模式和断续模式，其初级绕组电流波形如图3所示。

KRP为电流脉动系数，利用KRP的数值可以定量地描述开关电源的工作模式，0.4<KRP<1.0时处于连续模式，KRP=1时处于断续工作模式。KRP的值较小意味着更为连续的工作模式和相对较大的初级电感量，并且初级电流的峰值及有效值较小，因此可用功率较小的TOPSwitch芯片。
设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，得出下式：1/2·(Ipl+Ip2)*DMAX*VMIN=Pi。
为了提高效率，降低功率损耗，减小集肤效应，我们采用连续工作模式：我们令Ip2=2Ip2这样就可以求出变换器的原边峰值电流Ip2：
(0.5Ip2+Ip2)×0.6×77=2×13.4
Ip2=0.387A
TOP222Y极限电流最小值IL1MIN=0.45A，极限电流最大值IL1MAX=0.55A
原边峰值电流Ip2必须满足：Ip2<0.9IL1MIN<0.9×0.45<0.405 
一次绕组脉动电流IR=IP2-IP1=0.5IP2=0.194A
一次绕组脉动电流IR与一次绕组峰值电流IP2的比值
 
一次绕组有效值电流 
3.5 确定初级绕组电感值
一次绕组电感量：
 
3.6 确定初次级绕组匝数
选择E122磁芯作为磁芯选择依据（一般选择最大磁通密度Bm=0.2T-0.3T低于0.2T磁芯未被充分利用，高于0.3所用铁氧体材料可能发生饱和），Bm选择0.25T（特斯拉）。
初级匝数：
 
次级V1绕组匝数：
 
次级V2、V4、V5绕组匝数N2=N4=N5=N1=11匝 
次级V3绕组匝数：

式中，d初级绕组层数，bW骨架宽度，M骨架安全边距E122骨架宽度bW=8.45mm，初级绕组层数d取2，骨架安全边距M取0则OD：0.22mm扣除漆皮后裸导线内径DIA=0.18mm。
3.8 计算电流密度
若电流密度J>10A/mm2应选较粗的导线和较大的磁芯骨架，或增加BM值使NP匝数减小，使J >10A/mm2。
若电流密度J > 4A/mm2应选较细的导线和较小的磁芯骨架，或降低BM值使NP匝数增加J > 4A/mm2
3.9 计算变压器磁芯气隙
为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下