磁集成双管正激变换器的分析与研究
摘要： 双管正激变换器结构简单，可靠性高，但是输出电流脉动大。通过磁件集成技术将变压器和电感集成为一个元件，可以有效地减小输出电流脉动。本文对推导的五种输出电流脉动及其所对应的绕组条件和磁阻条件进行了仿真和实验验证，并给出了实验的损耗分析。
关键字： 双管正激变换器，磁集成技术，输出电流脉动，损耗分析
1 引言
双管正激变换器因其结构简单、成本低、无桥臂直通问题以及控制较为方便等诸多优点成为目前普遍应用的变换器之一，尤其是在可靠性要求较高的航空航天电源、军用设备电源等应用场合得到了广泛应用。但双管正激变换器存在磁芯利用率不高，滤波电感体积大，输出电流脉动大等缺点。而磁集成技术具有可以减小磁件体积重量，减少磁件损耗，减小输出电流脉动等优点，为此引入磁集技术以解决双管正激变换器存在的以上问题。
本课题组已经给出了磁集成双管正激变换器的电路形式，并指出其存在输出脉动多解的特性[1]。本文在前人的基础上，采用回转器-电容磁件模型完成集成磁件仿真，验证输出脉动多解的绕组条件和磁阻条件；并对磁集成变换器进行效率分析，为磁件的优化提供依椐。
2 磁集成双管正激变换器电路分析
2.1 磁集成双管正激变换器工作原理
磁集成双管正激变换器的结构如图1所示，主要由开关管Q1、Q2，磁复位二极管D1、D2，同步整流管DRl、DR2，集成磁件和输出滤波电容Co构成。Vin、Vo分别表示电路的输入、输出电压；原边绕组(ab)的匝数为Np，电流为iP；副边绕组(cd)的匝数为NS；滤波电感绕组(ce)的匝数为NL，电流为iL：1、2、3表示磁件的三个磁柱；Φ1、Φ2、Φ3分别表示磁柱1、2、3的磁通。
在一个周期内可以将磁集成双管正激变换器的工作状态分为三个阶段：变压器正向磁化阶段、变压器磁复位阶段和磁复位完成的死区阶段。
阶段1[0~DT]：MOS管Q1、Q2开通，输入电压加在绕组ab两端，集成磁件各绕组电压“*”端为正，DR2导通、DR1截止，能量经磁性元件向副边传输。DT时刻Q1、Q2关断，Q1、Q2漏源极寄生电容C1、C2与变压器绕组之间的漏感与激磁电感串联谐振，C1、C2电压上升。变压器同名端“*”仍然为正，变压器正向磁化。由于该段时间很短，可以近似忽略该过程。阶段1磁件等效磁路如图2(a)所示。
阶段2[DT，2DT]：当C1、C2上的电压均达到Vin，原边二极管D1、D2导通，副边二极管DR2迅速向DR1完成换流，反向电压Vin全部加在变压器漏感与激磁电感上，原边电流ip线性下降，变压器磁复位。2DT时刻，原边电流ip下降为零，原边二极管D1、D2截止。Q1、Q2漏源极寄生电容Cl、C2与变压器绕组之间的漏感与激磁电感串联谐振，C1、C2上的电压开始下降。同样可以近似忽略该过程。阶段2磁件等效磁路如图2(b)所示。
阶段3[2DT，T]：2DT时刻，同名端“*”要变正，则副边二极管DRl、DR2同时导通，变压器原边绕组ab和副边绕组cd的电压被箝位为零。变压器励磁电流经DR2流通，保持不变，变压器原边电流为零，直到T时刻，进入下一个周期。阶段3磁件等效磁路如图2(c)所示。
2.2 磁集成双管正激变换器输出电流脉动分析
(1)
根据各个阶段的等效磁路及电磁感应定律，推导出各个阶段的电流脉动表达式，如式(1)所示。磁件磁阻关系不同使得正向磁化阶段及磁复位阶段中电感电流或增或减。在磁复位完成阶段，由于磁集成双管正激变换器的占空比小于0.5，故电感电流只能小于0，即ΔiL_3<0。各类型电感电流脉动如下表(1)所示。表1给出了在不同绕组条件和磁阻条件下各类型电感电流脉动的类型和脉动量。当ΔiL_2=0时，输出电流脉动最小。
2.3 集成磁件设计原则
集成磁件设计时必须保证磁芯不能饱和，还要考虑激磁电感对原边电流脉动的影响。磁芯的选择和磁阻的设计如式(2)、(3)所示。Bdci、ΔBi为各磁柱的直流磁密和交变磁密，A1、A2、A3是各磁柱的导磁面积。
(2)
(3)[#page#]
3 变换器损耗分析
磁集成双管正激变换器的损耗主要包括：原边开关管Q1、Q2和磁复位二极管D1、D2损耗；磁性元件损耗；副边同步整流管损耗。
3.1 原边开关管和副边整流管功率损耗分析
mos管的损耗分为开通损耗PQon、关断损耗PQoff和导通损耗PQcon三个部分，它们的计算如式(4)所示。其中Coss为mos管漏源间的等效结电容；Vds为mos管开通前瞬间漏源两端的电压；fs为mos管的工作频率，Vdsoff为mos管关断后漏源两端的电压；Iav为mos管导通期间的平均电流；toff为mos管关断时间。Rdon为mos管的导通电阻；I为mos管导通期间的平均电流；Dmax为最大占空比。
3.2 磁复位二极管功率损耗分析
磁复位二极管忽略开通和关断损耗，只计算导通损耗PDon=VonIPDDmax，IPD为励磁电流流过二极管的平均值，Von为二极管的导通压降。
3.3 磁性元件功率损耗分析
磁性元件的损耗分为铜损和铁损
(4)
(5)
(1)铜损 铜损分为直流损耗和交流损耗。计算公式如式(5)所示。ρcu表示铜的电阻率；l为绕组的平均匝长；Ni为线圈的匝数；A为铜皮的截面积；Idcrms为流过绕组电流的直流分量有效值。考虑到邻近效应，铜皮有效面积减小倍数为Q；集肤深度为Δ；high为每个绕组所用铜皮的总厚度。根据Q值查表可得交流阻抗与直流阻抗的比值：Iacrms为电流流过绕组的交流分量有效值；
(2) 铁损 铁损的计算公式为：Pfe=PvV，Pv为磁芯单位体积的铁耗，V为磁芯的体积。
4 实验和仿真结果
4.1 电路指标和具体参数
为了验证原理分析，设计和制作了磁集成和非集成双管正激变换器。具体指标和电路参数如下：Vin：36Vdc-75Vdc，Vo：3.3Vdc，Io_max：20A，fs：200kHz，Np/Ns/NL：4/1/3。非集成双管正激变换器磁芯选用E32/6/20，材料为3F4。样机测量参数为：原边电感Lp=109uH，副边电感Ls=6.78uH，滤波电感Lf=3.5uH。
Q1、Q2选用mos管型号为FDB2532；副边采用同步整流技术，DR1、DR2选用mos管型号为IRLR7843PBF；磁复位二极管选用MBR10H100。再根据表1完成了5种集成磁件的设计。
4.2 集成磁件的仿真电路
为了验证表1给出的理论分析结果，本文采用回转器-电容模型[2]对集成磁件进行仿真。回转器-电容模型相比线性core模型，非线性特性易于加入；相比P-model等非线性模型，耗费机时少，系统仿真方便。集成磁件的仿真电路如图3、4所示，其中回转器采用ccvs受控源来实现，受控源的比例值为绕组匝数，电容值为对应磁路的磁导值。
4.3 实验和仿真结果
实验和仿真得到的5种输出电流脉动波形参见图5，每组图的左面一幅为实验波形，右面为仿真波形。
图6是在5种电流脉动情形下磁集成双管正激变换器的效率和非集成双管正激变换器的效率曲线。
4.4 损耗计算
根据制作的磁集成双管正激变换器样机，表2给出了ΔiL2=0时各个元件的功率损耗分析。
表 2 磁集成双管正激变换器不同元件损耗和效率分析
元件 开关管 磁复位
二极管 整流管 铜损 铁损 总损耗 效率
损耗 (W) 1.153 0.911 2.04 2.447 0.112 6.662 89.6%
占总损耗
百分比 17.3% 13.7% 30.6% 36.7% 1.7% [#page#]
5 总结
本文采用回转器-电容磁件模型对磁集成双管正激变换器进行仿真分析，得出了输出电流脉动的5种波形，其结果与实验验证和理论分析有着较好的一致性。而且对磁集成双管正激变换器进行了损耗分析，为下一步的优化设计提供了依据。
参考文献
[1] 张吴然．低输出电流脉动的IM-TTF变换器．[硕士学位论文]，南京，南京航空航天大学，2009年2月．
[2] Qianhong Chen，Liang Xu，Xinbo Ruan，Siu Chung Wong，Chi K．Tse．Gyrator-Capacitor Simulation Model of Nonlinear Magnetic Core. Applied Power Electronics Conference and Exposition，2009．
[3] Qianhong Chen，Jian Wan，Haoran Zhang，Xinbo Ruan．An improved two-transistor forward converter with integrated magnetic. 2008 11th International Conference on Electrical Machines and Systems(ICEMS 2008)．
[4] Wei chen，Guichao Hua，Dan Sable，and et al．Design of High Efficiency， Low Profile，Low Voltage Converter with Integrated Magnetics．VPEC'1997，Virginia，1997：14-20．
[5] 赵修科．磁性元器件分册，辽宁科学技术出版社，2002，
[6] 丁道宏．电力电子技术北京，机械工业出版社，1992．
作者简介
毛浪(1985-)，男，硕士研究生，主要从事高频直-直变换器及磁集成技术的研究。
陈乾宏(1974-)，女，博士，教授，主要从事功率因数校正变换器、低压大电流变换器及磁集成技术的研究。
张昊然(1980-)，男，硕士研究生，主要从事高频直-直变换器及磁集成技术的研究。
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