摘要：  随着电力电子技术的发展，大功率高频变换器将逐步进入到传统中小功率工频变压器在变电技术中的应用场合，并有渐行取代的趋势。作为变换器中一个非常重要的部分，磁性元件也因其特殊性而越来越受到人们的关注。因为它既不同于传统小功率的电子变压器，也不同于传统的工频变压器。对其进行优化设计将对整个变换器的设计都有重要的参考意义。论文针对一个50kW高频变压器，提出了具体的设计方案，设计思路，基本设计原则，并对包括磁芯选择，绕组损耗与铁芯损耗的合理分配，线圈匝比，绕组线径，铜箔厚度的选定等问题，都做了系统的分析，总结出了一些相关设计经验。最后通过仿真与试验测量验证，证明了理论分析的正确性和设计方案的可行性。

关键字：  大功率，高频变压器，非晶，优化设计

0 引言
为了减小配电装置的体积、重量，近年来相对于传统工频变压器（变电方案）的设计，几十kHz的大功率高频变换器设计方案越来越受到重视，如半桥，全桥，Boost电路，多路交错并联Buck电路等，现在已经开始逐步应用在电动汽车，地铁，电动汽车充电站等领域，相对于传统工频变压器笨重、硕大的体积，已经初显出其发展的重大前景。在大功率的应用场合，磁性元件的设计变得尤其重要，特别是变换器中的高频变压器、输入和输出滤波电感的设计，对于优化整个变换器将有其特殊意义。
本文针对一个工程应用面的高频变压器设计提出具体的设计思路与基本设计原则，最后给出设计与实验测量数据。设计效果良好，具备了工程应用性。
1 高频变换器常用电路拓扑简介及其对磁性元件的设计要求
在大功率场合常用的方案有，直接工频移向变压器加可控硅整流电路，可同时实现PFC与电压变换的双重功能，但由于在工频条件下工作，因此体积大，且非常笨重，如一台50kW的380V三相输入移相变压器，重量超过120kg。
因此，为了减小体积重量，也为了适应运动列车，电动汽车，电动汽车充电站等对重量敏感或空间限制情况下的应用，现代电力电子技术，特别是大功率高频变换器的设计技术越来越受到重视。在中、大功率的应用场合，全桥，半桥，Boost，Buck等电路应用前景广阔。在大功率变换器中，工作电流非常大，变换器中磁性元件的损耗将占总损耗的很大比例，将给冷却装置提出很高技术要求，及在很大程度上影响到电路的工作稳定性。本文重点介绍一个全桥变换电路中最重要的一颗磁性元件——主变压器的设计。在全桥电路中，变压器起着能量传递和隔离的双重作用，作用非常重要。传统经验认为，磁性元件在整个变换器的体积重量和损耗均约占变换器相关参量的30%，但在大功率情况下，此参量还会更大。因此如何减小磁性元件的体积、重量，提高功率密度，需要对损耗进行特别优化，提高变压器自身的效率。
2 应用于全桥电路拓朴中的变压器
电气基本参数：功率：50kW；
                             工作频率：15kHz；
                              输入电压：300~600V；
                              输入电流：167A@300V；
                              输出电压：750V；
                              纹波系数：30%；
从电气基本参数看，工作频率为15kHz，硅钢片已经不适合使用，因此可以考虑其它的高频材料：如铁氧体，非晶，微晶等。下面对非晶与铁氧体材质作一个性能评估：
表 1  非晶合金与铁氧体高频变压器使用效果对比表[2]
材质 Bw/T Pfe/W 激磁功率/VA 体积比 重量/kg
非晶 0.57 5.4 7.6 0.66 0.52
铁氧体 0.25 >6.3 7.27 1 1

从表1（摘自开关电源的原理与设计[2]，10kHz应用场合非晶与铁氧体变压器效果对比）可以看出，非晶材质相对于铁氧体材质有很多优良的性能，尤其是体积、重量的减小，对于像在电动汽车等对体积，重量敏感的应用场合，有很大的优势。如果采用铁氧体设计，需要很多小模块或并联或串联，这将会带来一系列的问题，如：1、使得变压器结构复杂，且非常笨重；2、对于铁氧体材质的大铁芯，烧制成型困难，制成率非常低。因此本设计选用非晶材质C型磁芯，尽管成本较高，但对于大功率、长寿命的变换器，非晶有其明显的优势，在不长的时间内即可回收成本。C型非晶磁芯应用于大功率的场合还具有以下优势：1、在磁芯横截面积相同的条件下，窗口愈大，变压器功率可做得越大；2、由于铁芯两侧可以分别绕制线圈，因此变压器的线圈匝数可分配在两个线包上，从而使每个线包的平均匝长较短，线圈的铜耗相对减小；3、另外如果把要求对称的两个线圈分别绕在两个线包上，可以达到完全对称的美观效果。本设计中采用线圈包铁芯的方案还有一个优势在于有利于线圈散热。因为在大功率、宽范围电压输入的应用中，通常是以最小输入电压，最大输出功率作为设计点，并把绕组线损设计得略高于铁芯损耗，这将有助于变压器在轻载情况下效率的提升和空载情况下损耗的降低。[#page#]
3 变压器本体设计
对于变压器本体设计，首先需要仔细分析其工作电流波形。因为电流波形直接与绕组损耗相关，对于线圈的优化设计意义重大。
在全桥变换器中，变压器工作电流波形如图2所示，为防止开关管上、下桥臂直通的现象发生，要求开关管的最大占空比小于0.5。
以工作电流波形作为设计的切入点，即可进入变压器的本体设计程序。此处用传统的变压器设计方法AP法，首先计算变压器所需的磁芯AP值：
                           (1)

其中：AP—为窗口面积Aw与铁芯横面积Ae的乘积；
    PT—为V1I1+V2I2变压器的视在功率；
    Bw—铁芯工作磁通密度；
     fw—开关管工作频率；
    K0—绕线窗口利用系数；
    Kf—波形系数；
    Kj—对于C型磁芯电流系数，用经验值323；
    x—与磁芯结构有关的系数；
对于本设计，PT=100.2kW，Bw=0.8（设计初期暂取值）， fw=15kHz，K0=0.4，Kf=4（由于波形接近于方波，暂按方波考虑），x=-0.14，求解得到50kW变压器所需AP值为：369.71cm4。
依据计算所得AP值，根据某非晶厂家的技术参数列表，可供选择的磁芯有：AMCC-500及其以上型号。但根据铁芯损耗评估，和安规要求，较难实现。因此方案变更为两颗变压器模组，每一颗功率处理能力为25kW。重新计算AP值，可选择磁芯有AMCC-250以上。综合评估其它因数，选定磁芯为AMCC-320。
对C型AMCC-320铁芯，可用设计方案如下：
从图3，图4可以看出由于副边电流较小，出于对线圈绕组均流的考虑，副边串联，并由于副边串联的作用，原边绕组电流将会实现自动均流。两个设计方案不同之处在于：产生相同的ΔB值，图3的需求线圈匝数要多一倍，加上安规与绝缘的要求，对于AMCC-320磁芯，绕线窗口尺寸偏小，图3方案不适合应用。故本文选定图4所示结构的设计方案。
为防止开关管上、下桥臂直通现象的发生，并留有一定的裕量，占空比D设定值不超过0.45。占空比D满足以下电气参数：对于单线包UP=300/2=150V，US=750/4=187.5V，先假定D=0.45，可得Np : Ns=1:1.39，即以此值为参考，设定原边匝数，计算得到副边匝数，并比较不同匝数时，绕组损耗值与铁芯损耗值是否在合理范围内。
                                     (2)
根据计算得到的D值和输入电压有效值，可得到两个关系：
1、可得到此占空比下电流的工作波形，并对电流波形做FFT谐波分解，得到各次谐波下的线圈损耗，并求和可得绕组总损耗。
2、可以根据下式得到ΔB的值：
                              (3)

根据铁芯损耗计算公式，可求得铁芯损耗值：
              (4)
绕组损耗与铁芯损耗求和即可得到整个变压器的总损耗值。
当评定计算值是否优化时，需要评估其铁损与铜损的比例关系，如图5中所示多次反复计算，可得到如表2中的各种匝比关系。
表 2  原副边的匝数选择趋势
Pri TS 6 8 10 12 14 16 18
Sec TS 8 12 14 16 20 22 24

根据上表不同的绕组匝比关系，可得到不同的绕组损耗与铁芯损耗：从损耗分析中可以得到较为优化的设计方案。
如图6所示，通过一系列计算，得到了优化曲线变化趋势图，从图中可以找到设计的优化点。[#page#]
4 线圈优化设计
对于此变压器，为了使得能量最大程度的传递到副边，因此对于漏感的减小也需要特别关注，可以考虑的方案为选用绕线窗口的高度较大的铁芯，减小窗口的宽度，及采用sandwiched或interleaving结构的绕组布置方式等。
根据安培环路定律：
                                   (5)
对于图7所示的变压器，由于磁芯采用无气隙高导磁材料，μ值很高，可得磁芯磁路中的H值约等于零，磁压降将主要降在绕线窗口中。并且由于变压器中绕组安匝平衡，等效磁路中磁势IN=0，也可得到H值约等于零。
其等效磁势分布图如图7所示，对于此绕线窗口高度较高的磁芯，绕组绕满整个线圈窗口，磁势分布更均匀，损耗计算误差较小，且漏感值小。
电路在300V输入，满功率运行时，工作电流波形如图8所示，对其进行谐波分解，可得各次谐波值如表3所示。
表 3  谐波分解表
谐波次数 基波 1 3 5 7 9 11 13 15
谐波值(A) 0 111 32 15 6 2 3 5 6

根据以上谐波值，可以得到各次谐波下绕组的损耗，对于特定结构的绕组，可求得最小损耗点，即可选定最优厚度的绕组。
由于此变压器为升压变压器，原边电流大，匝数少，副边电流小，匝数较多，故原边选用铜箔，副边选用Litz线。
对于铜箔的选择，根据磁场理论基本公式：
(6)
H — 磁场强度；
ω — 工作角频率；
σ — 电导率；
μ — 磁导率；
j — 虚数单位。
(7)
(8)
(9)
(10)
(11)
可以根据以上各式对各次谐波损耗分别计算后求和，找到一个最小的损耗值点。这个优化值是从H为零的点到H最高值中每米的损耗值，对于此变压器，再乘上2MLT即可求得单个线包的原边侧的线圈损耗值。
同理可根据Dowell模型把副边的Litz线等效成的布满整个绕线高度的薄铜箔，同样计算得到相应的最小损耗值。并根据此损耗值选择Litz线的直径与股数。
通过多次反复评估绕组损耗与铁芯损耗的比例关系，如果不在希望的损耗比例关系内，则改变绕组的匝数，重新计算，直到最后得到最小损耗的优化设计。
5 仿真分析
对于第4节中的优化设计，做仿真分析。观察其磁势的分布是否与理论分析的结果一致。
从图11可以看出与理论分析部分情况基本一致。H值垂直穿过绕线窗口，主要磁势只在线圈窗口中有降落，在铁心比较微弱。
仿真分析证明了理论分析的正确性。
6 样机制作
依据前面的理论与仿真分析，进行了样机制作，如下图所示：
对此变压器样机进行了15kHz工作频率下的相关测试：包括绕组阻抗，漏感，激磁电感等。