1 引言
传输线型变压器是利用传输线和变压器工作原理相结合设计制造的，最初，这种器件是作为一种类型的阻抗变换器限于射频和微波范围天线网络的阻抗匹配，如变换阻抗，变换极性（包括平衡——不平衡之间的转换），隔离直流电流等目的。随着功率电子学电源要求小型化的技术进步，谐振式DC/DC功率变换器设计为高频工作，于是出现了作为输出功率变压器的传输线型变压器（TLT）。本文以通用的分析方法，介绍了可供较高匝比使用的功率输出TLT的特征和优点。并根据现有理论制作了一些不同匝比的TLT样品，给出了试验结论以检验分析工作的正确性。
2 传输线型变压器的工作原理分析
以下的TLT工作原理分析是根据精确均匀分布的传输线法进行的。与传统的变压器不同的是，设计的n:1传输线型变压器的低压匝比n和性能特征（即电压、电流和负载变换等）完全取决于传输线段互连的影响，而不是由于器件中磁特性材料的影响。因此，在对TLT工作原理分析时，有意识地省略了器件中存在着磁性材料的考虑因素。TLT中的磁性材料作用是使传输线段中流动的净电流量最小化，因此，它不能起到功率传输的作用。在传输线段或TLT中可能出现的净电流（需要否定磁力线的存在）在以下将作讨论。
作为最适合用于入门分析的最基本的TLT电路是2∶1匝比的变压器，它由两根在输入与输出端分别以串联和并联连接的传输线段组成，如图1所示。
当外加电压Vin被均匀地分布在两根特性阻抗ZO相同的线段时，就出现了电压变换。而且，作为理想的传输线传输电流，应假设为在传输线段内必定流动着大小相等方向相反的电流Iin（即零净电流）。这样，其结果是通过负载RL的电流为2Iin，并占了全部输入功率。在我们以下的分析中将表明，传输线段必须保持电尺寸较短（意味着βl值会较小，这里的β=2π/λ，为线段的传播系数，l是波长的尺寸），以避免沿线的驻波导致电压和电流变换的恶化。换言之，为使变压器正常地工作，其输入电压和电流信号当传播至负载时，不应引起明显的相位延迟。
当将图1所示的电路改变成如图2所示的单线段布置时，从设计和制作的观点看，就可以得到一种更为实际的并且同样符合2∶1传输线变压器的结果。在考虑了电路末端特性的情况下，这种修改是容许的。利用上述假设，很容易证明输出端的电压和电流再次分别为Vin/2和2Iin。
以下的分析可以表明，经过这样修改的传输线型变压器的βl值更小，因此，其性能结果比图1所示TLT电路的βl值更好。图3示出了这种结构及其n∶1 TLT变压器的一般型式，它将被应用于下面介绍的产品样品设计中。

3 传输线型变压器特性分析
传输线型变压器特性分析包括利用基本的传输线方程式以及用其求解电压转换率nv，电流转换率ni，负载变换率，输入阻抗Zin和最终归一后的反射功率。这些参数的表达式分别在式（1）到式（4）和式（7）被定义，并通常以四端网络的Y参量表达式表示，见图4所示。用传输线型变压器的Y参量代替已知整数匝比n以后，就可以得到最终的表达式。应该指出，虽然n和nv是同一概念Vin/Vl，但n是设计中使用的低压比率常数，而nv是描述以上比率n在幅度和相位上，两者是如何随Z0、RL和βl的函数关系变化。在理论上，比率nv和ni应该等于n，等于n2。
                             （1）
                  （2）
式中，YL=1/RL，而每个匝比n需要对Y参量进行求值。此外，
                        （3）
TLT的总性能用这种负载变换比即能很好地体现出来，因为其中包含了电压和电流特性。考虑到VL/iL等于负载电阻RL，故输入阻抗可以用式（4）表示：
                           （4）
为对传输线型变压器的总性能进行简单的实验估值，推导出了归一化反射功率表达式。实际上，TLT的负载变换比与理论性能是不一致的（即），在TLT设计分析中，所使用的分析式是无损耗传输线方程，同时也没有提及磁心的材料损耗。在此，宁可把反射功率称为失配损耗，也不称其为有效功率的耗散损耗。所谓失配是指把输入阻抗Zin、和源阻抗Zg之间调到，如图5所示。以上所描述的是利用网终分析仪或S参量测试仪的固定输出端口阻抗测试出的变压器存在的情况，这样就可以进行理论反射功率曲线与实验所测得的曲线的直接比较。图5也示出了分别以nv和ni定义的TLT输入端的电压与电流的反射系数ρ，可以用这种方式来确定，即Zin与传输线末端类似，而Zg与其特性阻抗类似，为此可以得出式（5）
                             （5）
Zg和Zin的表达式用RL项代替，详见图5。这样，在约分去掉RL公共项后，可以得到以下的表达式：
                           （6）
式中，n是研究中的整数匝比。由于ρ2表示反射功率，所以我们可以采用反射功率作为衡量性能的单位，那么其表达式为：
                          （7）
这里，，表示完全变换。
利用与图6网络一致的传输线方程（8）和（9）可以得到如图2所示的2∶1的TLT分析结果。这种网络通过定义Y参数，可以知道传输线末端的信号量（VL1、VL2、il1、il2）及四端口网络末端的电压与电流。方程式（13）~（15）描述了ni，nv和的表达式，它们是通过代入方程式（10）~（12），给出已解的2∶1 TLT的Y参数得到的。
            （8）
                                    （9）
                                                  （10）
                                  （11）
                                            （12）
注意，在四端口网络中，传输线的存在呈现出以下的传输比复数及与频率的依赖关系。
                  （13）
    （14）
（15）
方程式（13）nv的表达式清楚地表明了当βl减小到零或是2π的整数倍时，低压比为2，这与线段长度等于一个波长整数倍相一致。关于50Ω（即RL=125Ω）和Z0=50Ω的2∶1 TLT的nv，ni及Zin曲线图分别由图7~图9示出。这些曲线图也表明，当βl再次减小到零或达到2π的整数倍时，ni和分别趋近于2和4。在图7~9的三幅图表中与实际量值的任何不一致处，完全是由于传输线的缘故，这与前面所述的相位延迟相符合。应注意到，即使物理长度很短的线段，对像0.05λ这样短的波长，在与频率转换时也内含几十MHZ，在此，比率到目前为止还并没有与n2发生转换，因此，实现宽的带宽是可行的。
图10示出了当Z0值在50Ω和75Ω的情况下，图1的2∶1并联线结构和图2的单线电路的反射功率分析曲线。从图中可见，βl值小的单线电路获得了较好的性能。而且，Z0值为50Ω比Z0值为75Ω时得到的结果更好。由于50Ω之值更接近于以下要论述的最佳Z0值的条件，在这种情况下，定义Z0(opt)=25Ω。
Z0(opt)=nRL                                  (16)
Z0(opt)的求导是基于当给定βl值时使得最小，同时使TLT的有效带宽最大。
图11示出了基于图3电路的3∶1和5∶1的TLT的分析曲线。在此，Z0=18Ω，这样以便于Z0为18Ω值的微带线变压器参数与预计的响应特性作比较。正如预计的那样，当匝比增大时，带宽相应变窄，其特性类同传统型线绕变压器。图中的相同长度指的是在电路中使用的物理线段之长度相等（3∶1和5∶1的TLT分别需要2根和4根线段）。图中的补偿匝数是指3∶1的电路中要使顶端线段的物理长度两倍于底部的线段（即为的比率），而5∶1电路则使用的比率。图11中横坐标比例尺是指顶端线段的电长度。这一线段物理长度的选择应使每个相应线段对单个磁心有相同的匝比。正如第4节所述，由于没有考虑磁心上的分数匝，这就意味着3∶1的TLT顶端线段总是绕磁心两次，底端线段则绕磁心一次。至于5∶1的TLT之四根线段也可作出类似的解释。
4 样品检测和相关问题
当线段的电长度βl减小到零时，TLT的实际工作显示出短路的趋势。为了消除这种影响，TLT中的磁性材料是使其正常工作的需要，而不是为了功率传递。实际上，磁性材料增加了存在于所有TLT中导体至地之路径的电感量。应该指出的是，磁心的磁化电流通过这一路径直接地流向地面，而不是流向负载。图12显示出了用有/无磁心（其磁性材料为1360-77438-A7）的1米长RG-58/μ50Ω同轴电缆的2∶1器件与磁心的关系曲线。这些小信号的测试是用带有S参量测试仪的HP-3577A网络分析仪完成的。频率与波长间的度量转换是利用已知的关系式VP=fλ来完成的，这里的VP是沿传输线的相速度。就此要注意的是，同轴电缆制造商给出66%的相速度指标是自由空间相速度。尽管短路影响的排除是很明显的，但是还可以见到在某一波长上（如图12中的0.1λ处）缺少磁心关系曲线。磁心的启始作用力通常在线段相位延迟之后单独地出现，并用表示。这种启始作用力会明显地降低频率响应特性。这就始终需要使用高频功率铁氧体材料，以便充分地利用TLT的带宽。图13给出了实验测试的曲线图。
用微带传输线并用双面4-02镀铜的1/32印制电路基板（ε=4.2——在1.0MHZ时）设计制作了匝比为3∶1，5∶1的小尺寸TLT。为了把所有线段都安装在一个U型磁心上，采用了上面提到过的匝数补偿技术。采用匝数补偿技术的原因是，由于每条线段存在着因为端电压所产生的电压差。在图14所示的3∶1 TLT电路中，可以看到节点a与b之间的电压（也同样地是c与d之间的电压）为2Vin/3；而节点c与b以及b与d之间的电压为Vin/3。在这种情况下，每条线段以相同匝数绕在磁心上将都对磁心施加影响。这项技术要维持两个不同的“伏特/匝”，并同时要维持两个相同级的磁通量是不可能的，除非采取磁隔离措施，例如使用E形磁心结构。匝数补偿使所有的线段获得相同级的磁通量并允许使用单个磁回路。）
表1列出了四个TLT样品的参数：给出了它们的匝比n、特征阻抗Z0、微带线形状比（w/h）——即线宽/导体间距之比、和使用的磁性材料。图15用反射功率曲线给出了磁心的小信号源测试结果（用具有多个50Ω端口的S参量测试仪），其中3∶1和5∶1 TLT中的RL分别置于5.5和2.0Ω测试。曲线的横坐标保持在MHZ范围，因为在这种情况下实行频率与波长的精确转换是办不到的。人们注意到了预计的3∶1 TLT的带宽响应要比5∶1 TLT的好些。图15示出了当Z0值接近于Z0(opt)=16.6Ω时，3∶1 TLT的带宽响应特性得到了改善，这就证实了分析结果；虽然在设计的变压器中只需选用工作频率为1~2MHZ的磁性材料，但若选用适合的更高工作频率的铁氧体材料，就能充分地利用图15所示的带宽。