1 引言
推挽变换器电路拓扑的特点就是结构有很好的对称性，应用方便。推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。但是这种变换器中普遍存在一个非常棘手的问题，即变压器的偏磁现象。偏磁严重时会导致变压器磁心单向饱和，致使原边绕组瞬时过流，损毁功率器件。因此要采取相应的偏磁抑制措施来保证变压器处于对称平衡运行状态。
2 电路工作状态分析及变压器偏磁的原因
推挽电路的基本工作原理是，通过控制两个开关管Ml、M2 交替地导通，将直流电池电压转换成高频交流信号，从而通过变压器传送到副边，经过全桥整流、滤波后得到直流电压。D5、D6、C1、C2、R1、R2 构成次级箝位电路，以减少高压大功率变换器中整流管的过冲和振铃现象。由于开关管最小承受反压为输入电压的两倍，而电流则是额定电流，所以推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。
下图 2 是理想状态下，开关管 M1、M2 的驱动信号、DS 电压、管子电流波形。
当 M1 开通时，图 1 电路中的 a 点电压 Ua 只是一个导通压降，在理想情况下可以假定为 0，而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据变压器原边绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的 M2 管上，从而使得 M2 在关断时承受的电压是电池电压与感应电压之和，其大小大约为两倍电池电压。而 M1 的电流，由于绕组的作用，是缓慢上升的。在死区时间内，由于两个管子均不导通，绕组中没有电流，所以在死区时间内，两个管子 M1、M2 均是承受电池电压。
理论上的正，负对称。由于正，负半周的电压波形对称，磁通在正负两个方向变化，在一个管道通时有正的增量，另一个管导通时有负的增量，理论上无直流磁化分量，故磁通正负对称，励磁电流也正负对称。但是在实际中导致变压器偏磁的原因主要有以下几种：
(1) 功率管中器件通态压降存在差异。如图 1 中开关管M1、M2 的压降不等。这将导致加在变压器原边绕组上的电压波形正、负幅值不等。
(2) 两路驱动信号传输过程中的延迟不同，功率器件自身开关速度上存在差异。这将导致变压器绕组上的电压波形正、负脉宽不等。
(3) 由滤波电感的滤波作用使两个二次侧绕组电流最大值差别较小，每个二次绕组与相应一次绕组的磁动势受到牵制。（每个二次绕组磁动势接近于两个一次绕组磁动势的平均值）。
）4) 推挽电路的全部时间都被强制箝位，没有像单端电路那样的负电压面积自动和正电压面积相平衡的时间上和电压上的自由度。
以上四种原因导致在原边绕组正、反两个方向激励时，相应的伏秒面积不相等，此时变压器处于不平衡运行状态，磁心的工作磁化曲线不再对于原点对称。由于变压器的原边等效电抗对直流分量只呈现电阻特性，而原边绕组的内阻一般都很小，因此原边电压中很小的直流分量就会在绕组中形成很大的直流激磁磁势，该直流磁势与交流磁势一起共同作用在变压器原边绕组中，原边绕组电流不平衡，就会导致变压器磁心的工作磁化曲线产生偏移，不再对于原点对称，即所谓变压器磁心出现了偏磁现象。当偏磁严重到一定程度，磁心工作将进入单向饱和区，此时磁心的导磁率将急剧下降，变压器原边等效电感迅速减少，回路电流瞬间上升，最终导致功率管烧毁。
3 推挽电路中变压器偏磁的抑制方法
变压器偏磁抑制方法，可从主电路和控制电路两方面着手。
(1) 过去常用的办法是挑选两个开关管特性较一致的“配对”，并适当增加变压器磁路中的气隙，使之在电路不平衡的状态下，磁通不至于饱和。
(2) 从控制电路上采用电流型控制芯片，利用其自动平衡伏秒积的特点。
若采用的控制芯片为 SG3525，因为这是电压型控制芯片。其优点是只有电压环，单环控制容易设计和分析；波形振幅坡度大，因而噪声小，工作稳定；多模块输出时，低阻抗输出能提供很好的交互控制。缺点是扰动必须转化为输出扰动，才能被电压环反馈，因此系统响应慢。因此要想抑制变压器运行过程中的偏磁现象，主要是从主电路着手。
(1) 是功率器件的选择，如图 1 M1、M2 的选择，尽量选择同一批次的功率管。要留有足够的电流裕量，防止电流过大。
在实验中选用的是 MOSFET，流过原边绕组的电流最大为 33A，采用两只 30A 的 MOSFET 管子并联，由于 MOSFET 为正温度系数，有一定的自动均流能力，所以用两只管子并联有足够的稳定余量，同时采用双 MOSFET 并联也增大了散热面积，有利于降低管子的温升。
(2)适当在变压器磁路中留有气隙，使之在电路不平衡的状态下，磁通不至于饱和。
在设置气隙后，若允许将励磁电流之值增大为原边绕组的电流幅值电流幅值 IP 的 20%~50%，则可用下面的公式来计算气隙的总长度 lb ，此时单位为毫米。

(3) 工作磁密不宜取得过大，保守的取 。可在一定程度上有效的防止合闸时变压器出现的磁饱和现象，同时也有利于抑制偏磁现象。
(4) 控制芯片 SG3525 的软启动时间适当延长，使电压缓慢建立。
(5) 注意在PCB的布线过程中尽可能的保证驱动的对称性。若采用的控制芯片为 UC3846，因为这是电流型控制芯片，电流不平衡可以得到限制。电流控制型开关变换器正是在传统的电压控制型的基础上，增加了一个内环一电流反馈环，使其成为一个双环控制系统。和电压模式控制比较时钟信号只是使电源工作在固定的频率，PWM 比较器的另一个输入是用从反馈电流取得的信号代替了晶振，当反馈电流的模拟信号超过了误差放大器输出的值 Ve，脉宽关断。电流模式控制的优点是由于内环采用了直接的电流峰值控制技术，它可以及时、准确的检测输出或变压器以及开关管中的瞬态电流，自然形成了逐个电流脉冲检测电路。只要电流脉冲达到了预定的幅度，电流控制回路就动作，使得脉冲宽度发生改变，保证输出电压的稳定。因此系统响应快。缺点是控制调节电路是基于从功率电流取得的信号，因此功率部分的振荡容易将噪声引入控制电路。
如果采用的控制芯片为电压型控制芯片 SG3525，实测的变压器原边的电流波形如图 3(a) 所示，如果采用的控制芯片为电流型控制芯片 UC3846，实测的变压器原边的电流波形如图 3(b) 所示。这两个电流波形是在不同的负载下测得的，前者的负载轻，后者的负载重。从流过开关管的电流来看，由于采用了上述抑制变压器偏磁的措施，不论是 SG3525，还是 UC3846 都能有效的抑制偏磁现象。
4 结语
本文中分析了推挽电路中变压器偏磁的原因及抑制方法，实验证明，即使采用电压型控制芯片 SG3525，只要采取适当的偏磁抑制措施，电路完全可以稳定可靠的运行。当然采用电流型控制芯片 UC3846，由于内环采用了直接的电流峰值控制技术，它可以及时、准确的检测输出或变压器以及开关管中的瞬态电流，自然形成了逐个电流脉冲检测电路。只要给定或限制参考电流，就可以准确地限制流过开关管和变压器中的最大电流，更加有效的抑制变压器的偏磁现象，而且还具有对变压器原边的过流保护功能，在输出过载或短路时保护了开关管和变压器。

参考文献
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