一种AC/DC变换器的高效率解决方案
2010-09-29 14:26:02
来源：《磁性元件与电源》2010年10月刊
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在一般开关电源的设计方案中，开关损耗和器件的导通损耗（特别是整流器件的导通损耗）是困扰开关电源设计者的一大难题。当效率达到一定程度后，再进一步提高效率深感困难，甚至无从下手。尽管采用了有源箝位、移相零电压开关、同步整流器等先进的，使电源效率得到一些提高，但是所付出的代价也是很大的。能在用常规的电路拓扑基础上加以改进，得到所希望的高效率，是当今电源设计的热点和最经济的方案。为实现这一目标通常的设计手段很难达到的，欲实现并超过这一目标必须明确各部分的损耗，并设法减小甚至消除其中的某些损耗。
1 损耗及效率分析
开关电源的损耗基本上有以下几个构成：输入电路损耗、主开关的导通损耗和开关损耗、控制电路损耗、变压器损耗、输出整流器损耗。
1.1 输入电路损耗
主要有电源滤波器的寄生电阻上的损耗，通常在输入功率的百分之零点几，实际上几乎没有温升，故可以忽略不计；限制浪涌电流的负温度系数热敏电阻上的损耗，通常不到输入功率的1％；输入整流器损耗，约输入功率的1％。整个输入电路损耗约输入功率的1％-1.5％。以上损耗一般无法进一步减小。
1.2 主开关上的损耗
主开关上的损耗可分为导通损耗和开关损耗，交流输入电压范围在85V~264V时，以85V的开关管导通损耗最高，在264V时开关损耗最高。在各种电路拓扑中反激式变换器的开关损耗和导通损耗最高，以尽可能不采用为好。单端正激（包括双管箝位电路拓扑）因其最大占空比不会大于0.7也尽可能不采用为好。惟有桥式（全桥与半桥）和推挽电路拓扑有可能实现高效率功率变换。但是，欲明显减小甚至消除开关损耗并且不附加缓冲（谐振）电路，同时采用简单、常规的PWM控制方式是实现高效功率变换的目标。
电源界的一个不成文的观点：不稳压的比稳压的效率高、不隔离的比隔离的效率高、窄范围输入电压的比宽范围输入的效率高。基于这种观点，不调节的隔离变换器的开关管可以工作在占空比几乎为50％，变换器在输出相同功率时的电流最小，而且自然地形成了零电压开关，因此效率最高，输出电压的稳定可以由必不可少的功率因数校正级完成，PFC+不调节的隔离变换器（DC变压器）。
1.3 变压器电感的损耗
这一损耗约占输人功率的1~2％。
1.4 输出整流器损耗
通常输出整流器的导通损耗(特别是低电压输出时)占整机损耗的很大比重。在12V以上的输出电压需要选用耐压200V以上的超快速二极管作为输出整流器，其导通电压约1.2~1.4V，在输出分别为12、24、48V时输出整流器的效率（不考虑开关损耗）分别为（以导通电压l.3V计）：不会高于90.26％、94.8％、97.6％。以上综合起来，采用常规技术尽管可以使电源效率达到或超过90％，而且，即使在较高的输出电压时，整流器的导通损耗仍然是整机损耗中几乎是最大的。如有可能，采用肖特基二极管（导通压降分别为：0.3V、0.4V、0.7V）则这一级的效率分别为：96.1％、98.3％、98.5％，则这部分损耗可以降低50％以上。
1.5 体积分析
由于开关管和输出整流器需要散热器，使结构设计变得复杂，开关管和整流器上的损耗减小将减小甚至可以不用散热器，既简化结构设计有减小体积。
2 高效实现方案的思路与分析
提高效率可以采用软开关、同步整流器等技术（电率将复杂化、成本将提高），即使如此，开关管的导通损耗很难进一步减小，常规技术的功率变换很难做得非常高，整机效率达到90％以上也不是容易的事。而且将来的开关电源必须符合有关功率因数的相关标准，因此一般需要加PFC。因此作者提出一种基于常规技术使效率超过93％的开关电源的解决方案。并完成样机及测试。
2.1 解决方案的思路
在效率方面，非稳压高于稳压、非隔离型高于隔离型、窄电压范同高于宽电压范围，因此高效解决方案可以考虑如下方案：PFC+非稳压半桥变换器+肖特基整流二极管。原理框图如图1。这是采用最常规的技术同时获得到最高的效率的实现方案。
2.2 临界电流型PFC
考虑电磁干扰及二极管的反向恢复造成的损耗等因素，小功率PFC宜采用临界电流型控制方式，本级可以采用MC33368或KA7524或其它适用于小功率输出的PFC控制IC。PFC除设置输出反馈以稳定输出电压外，设置PFC输出电压反馈防止输出反馈开路。正常工作时，仅输出反馈起作用，通过调节PFC输出电压稳定输出电压。
当PFC的输出电压为400V时，输出纹波电压分别为1％、3％所需的滤波电容器约为：1.2μF/W和0.4μF/W，在通常的滤波电容的选择容量范围内。因此，经过PFC的预稳定的作用，其输出电压的稳定程度基本符合应用要求，后面的可以仅完成隔离作用即可。
2.3 非稳压半桥变换器的零电压开关
由于PFC级具备稳压功能，故隔离级采用非稳压半桥变换器，以尽可能地提高整机效率，主回路如图2(a)。非稳压半桥变换器的两开关管分别可以工作在近50％占空比，这时不仅开关管的利用率最高，而且实现了零电压开关。变换器的最小死区时间仅受开关管的关断延迟的限制。当非稳压半桥变换器工作在这种状态下，Q2导通期间电流流向如图2(b)。当Q2由导通变为关断，变压器的漏感电流不能跃变，由于Q2的关断，变压器的漏感电流分别对Q2、Q3的源/漏寄生电容充/放电，使A点电压由电源电压的高电位转变为低电位，使与Q3反并联的二极管D3导通，提供变压器的漏感电流通路，形成了事实上的零电压关断，如图2(c)。当变压器的漏感电流降到零前，使Q3导通（由于死区时间不到1μs，很容易满足），使Q3在“零电压”导通，如图2(d)。Q3关断、Q2导通的过程与上述描述相同，不再赘述，从而实现了“零电压”开关，使开关管的损耗几乎仅为导通损耗。本文的应用实例中，Q2、Q3选用IRFR320结温为100℃时的导通电阻为3Ω，满载时的工作电流约为300mA，导通压降为lV，占电源电压的0.25％。这样半桥的两个开关管的损耗可以小于整机输入功率的1％。隔离变压器由于工作在特定的工作状态，因而，其效率也非常高，大约为整机输入功率的1％。
2.4 肖特基整流二极管
由于隔离级开关管的占空比接近100％（98％），不仅流过输出整流器的电流的有效值最小，而且，输出级全波整流器的耐压仅需输出电压的2倍，对于输出为24V输出，完全可以选用耐压60V的肖特基整流二极管即可满足要求，而耐压60V的肖特基整流二极管的导通压降（大幅度降额使用，约0.2倍额定电流）可以达0.35V甚至0.3V以下。这样本级效率实际可达约97~98％。
3 实验数据及分析
测试设备：FLUKE F105B示波表、C64系列电流表、电压表、瓦特表。输入电压在85V时的电源效率约93％，输入电流波形和谐波分析如图3。功率因数不低于0.99；非稳压半桥变换器的开关管源、漏电压波形如图4，输出电压纹波如图5，输出电压尖峰在70mV左右；负载调整率小于1%。
与正激变换器相比本文提出的电路拓扑的电感、电解电容器的数量是相同的；由于少一个输出滤波电感，比具有PFC的正激变换器简单；所有功率器件无散热器，可直接帖焊在PCB上使体积明显减小，因此，在环境温度为30℃时PFC的提升电感、开关管、提升二极管和半桥变换器的开关管、变压器、输出整流二极管由于实际损耗很低，故温度均在55~6l℃，均不高于60℃。即使在塑壳封闭环境下的最高温度不高于90℃，其管芯和绕组内的最高温度将不高于110℃。
在输出整流器采用二极管整流的方案，使整机效率在输出20~24V时全电压范围输入电压并且带有PFC功能时的效率超过90％是一个高效、廉价的开关电源的解决方案。
1 损耗及效率分析
开关电源的损耗基本上有以下几个构成：输入电路损耗、主开关的导通损耗和开关损耗、控制电路损耗、变压器损耗、输出整流器损耗。
1.1 输入电路损耗
主要有电源滤波器的寄生电阻上的损耗，通常在输入功率的百分之零点几，实际上几乎没有温升，故可以忽略不计；限制浪涌电流的负温度系数热敏电阻上的损耗，通常不到输入功率的1％；输入整流器损耗，约输入功率的1％。整个输入电路损耗约输入功率的1％-1.5％。以上损耗一般无法进一步减小。
1.2 主开关上的损耗
主开关上的损耗可分为导通损耗和开关损耗，交流输入电压范围在85V~264V时，以85V的开关管导通损耗最高，在264V时开关损耗最高。在各种电路拓扑中反激式变换器的开关损耗和导通损耗最高，以尽可能不采用为好。单端正激（包括双管箝位电路拓扑）因其最大占空比不会大于0.7也尽可能不采用为好。惟有桥式（全桥与半桥）和推挽电路拓扑有可能实现高效率功率变换。但是，欲明显减小甚至消除开关损耗并且不附加缓冲（谐振）电路，同时采用简单、常规的PWM控制方式是实现高效功率变换的目标。
电源界的一个不成文的观点：不稳压的比稳压的效率高、不隔离的比隔离的效率高、窄范围输入电压的比宽范围输入的效率高。基于这种观点，不调节的隔离变换器的开关管可以工作在占空比几乎为50％，变换器在输出相同功率时的电流最小，而且自然地形成了零电压开关，因此效率最高，输出电压的稳定可以由必不可少的功率因数校正级完成，PFC+不调节的隔离变换器（DC变压器）。
1.3 变压器电感的损耗
这一损耗约占输人功率的1~2％。
1.4 输出整流器损耗
通常输出整流器的导通损耗(特别是低电压输出时)占整机损耗的很大比重。在12V以上的输出电压需要选用耐压200V以上的超快速二极管作为输出整流器，其导通电压约1.2~1.4V，在输出分别为12、24、48V时输出整流器的效率（不考虑开关损耗）分别为（以导通电压l.3V计）：不会高于90.26％、94.8％、97.6％。以上综合起来，采用常规技术尽管可以使电源效率达到或超过90％，而且，即使在较高的输出电压时，整流器的导通损耗仍然是整机损耗中几乎是最大的。如有可能，采用肖特基二极管（导通压降分别为：0.3V、0.4V、0.7V）则这一级的效率分别为：96.1％、98.3％、98.5％，则这部分损耗可以降低50％以上。
1.5 体积分析
由于开关管和输出整流器需要散热器，使结构设计变得复杂，开关管和整流器上的损耗减小将减小甚至可以不用散热器，既简化结构设计有减小体积。
2 高效实现方案的思路与分析
提高效率可以采用软开关、同步整流器等技术（电率将复杂化、成本将提高），即使如此，开关管的导通损耗很难进一步减小，常规技术的功率变换很难做得非常高，整机效率达到90％以上也不是容易的事。而且将来的开关电源必须符合有关功率因数的相关标准，因此一般需要加PFC。因此作者提出一种基于常规技术使效率超过93％的开关电源的解决方案。并完成样机及测试。
2.1 解决方案的思路
在效率方面，非稳压高于稳压、非隔离型高于隔离型、窄电压范同高于宽电压范围，因此高效解决方案可以考虑如下方案：PFC+非稳压半桥变换器+肖特基整流二极管。原理框图如图1。这是采用最常规的技术同时获得到最高的效率的实现方案。
2.2 临界电流型PFC
考虑电磁干扰及二极管的反向恢复造成的损耗等因素，小功率PFC宜采用临界电流型控制方式，本级可以采用MC33368或KA7524或其它适用于小功率输出的PFC控制IC。PFC除设置输出反馈以稳定输出电压外，设置PFC输出电压反馈防止输出反馈开路。正常工作时，仅输出反馈起作用，通过调节PFC输出电压稳定输出电压。
当PFC的输出电压为400V时，输出纹波电压分别为1％、3％所需的滤波电容器约为：1.2μF/W和0.4μF/W，在通常的滤波电容的选择容量范围内。因此，经过PFC的预稳定的作用，其输出电压的稳定程度基本符合应用要求，后面的可以仅完成隔离作用即可。
2.3 非稳压半桥变换器的零电压开关
由于PFC级具备稳压功能，故隔离级采用非稳压半桥变换器，以尽可能地提高整机效率，主回路如图2(a)。非稳压半桥变换器的两开关管分别可以工作在近50％占空比，这时不仅开关管的利用率最高，而且实现了零电压开关。变换器的最小死区时间仅受开关管的关断延迟的限制。当非稳压半桥变换器工作在这种状态下，Q2导通期间电流流向如图2(b)。当Q2由导通变为关断，变压器的漏感电流不能跃变，由于Q2的关断，变压器的漏感电流分别对Q2、Q3的源/漏寄生电容充/放电，使A点电压由电源电压的高电位转变为低电位，使与Q3反并联的二极管D3导通，提供变压器的漏感电流通路，形成了事实上的零电压关断，如图2(c)。当变压器的漏感电流降到零前，使Q3导通（由于死区时间不到1μs，很容易满足），使Q3在“零电压”导通，如图2(d)。Q3关断、Q2导通的过程与上述描述相同，不再赘述，从而实现了“零电压”开关，使开关管的损耗几乎仅为导通损耗。本文的应用实例中，Q2、Q3选用IRFR320结温为100℃时的导通电阻为3Ω，满载时的工作电流约为300mA，导通压降为lV，占电源电压的0.25％。这样半桥的两个开关管的损耗可以小于整机输入功率的1％。隔离变压器由于工作在特定的工作状态，因而，其效率也非常高，大约为整机输入功率的1％。
2.4 肖特基整流二极管
由于隔离级开关管的占空比接近100％（98％），不仅流过输出整流器的电流的有效值最小，而且，输出级全波整流器的耐压仅需输出电压的2倍，对于输出为24V输出，完全可以选用耐压60V的肖特基整流二极管即可满足要求，而耐压60V的肖特基整流二极管的导通压降（大幅度降额使用，约0.2倍额定电流）可以达0.35V甚至0.3V以下。这样本级效率实际可达约97~98％。
3 实验数据及分析
测试设备：FLUKE F105B示波表、C64系列电流表、电压表、瓦特表。输入电压在85V时的电源效率约93％，输入电流波形和谐波分析如图3。功率因数不低于0.99；非稳压半桥变换器的开关管源、漏电压波形如图4，输出电压纹波如图5，输出电压尖峰在70mV左右；负载调整率小于1%。
与正激变换器相比本文提出的电路拓扑的电感、电解电容器的数量是相同的；由于少一个输出滤波电感，比具有PFC的正激变换器简单；所有功率器件无散热器，可直接帖焊在PCB上使体积明显减小，因此，在环境温度为30℃时PFC的提升电感、开关管、提升二极管和半桥变换器的开关管、变压器、输出整流二极管由于实际损耗很低，故温度均在55~6l℃，均不高于60℃。即使在塑壳封闭环境下的最高温度不高于90℃，其管芯和绕组内的最高温度将不高于110℃。
在输出整流器采用二极管整流的方案，使整机效率在输出20~24V时全电压范围输入电压并且带有PFC功能时的效率超过90％是一个高效、廉价的开关电源的解决方案。
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