摘要：  本文就脉冲变压器及其数据通信服务器隔离式开关电源的设计作研讨。即单管正激变换器--脉冲隔离变压器T1及其与应用电源控制芯片（以MAX5003型为例）所组建的数据通信服务器电源的主要参数设计与特点及应用作分析，并以相关波形作说明。

关键字：  正激变换器，拓扑结构，磁芯，电源控制芯片，输出特性

1 数据通信服务器电源面临新趋势
如今新一代电子线路迅速发展的重要标志是功能和密度很高的高性能板卡的大量面世，以满足大量电信、数据通信服务器电源的需要。从而能使其在中央办公室、PBX（专用小交换机）、服务器以及输入电压需要为±36V至±72V等领域中获得广泛应用。尤其是DC-DC电源的典型输出电压为5V而功率可在10W或100W更具有代表性。就是当今对电源需求的一种新挑战和新机遇。
面临这种新挑战，那么电源如何以最为廉价和高效的方式为这些高性能扳卡供电？我们采用简单又廉价正激变换器--脉冲隔离变压器T及其“商品化设计”和“优化设计”的思想来解决电源应具备的高效和廉价及灵活的新要求，将是一种较理想的解决方案。为此本文就正激变换器及其数据通信服务器电源的设计作研讨。即单管正激变换器--脉冲隔离变压器T1及其与应用电源控制芯片（以MAX5003型为例）所组建的数据通信服务器电源的主要参数设计作分析说明。
基此从应用角度出，本文叙述的思路先从以MAX5003型电源控制芯片所组建的数据通信服务器电源总体方案分析作为起始，然而从中导出对简单又廉价正激变换器--脉冲隔离变压器T设计参数的说明。
2 总体方案及其正激变换器--脉冲隔离变压器T1设计
对这类数据通信服务器电源的设计要求，关键有3点：第一、要求初、次级之间的电气隔离；第二、在很宽的输入电压范围内保持高效率；第三、应有足够的可靠性。据此，亦称该电源为可用于数据通信的隔离式开关电源。其图1所示为以单管正激变换器--脉冲隔离变压器T及其与应用电源控制芯片（以MAX5003型为例）所组建的数据通信服务器电源（±48输入，5V/10A输出）总电原理图。
而数据通信服务器隔离式开关电源的技术指标见表1所示。
图1中输入电路采用C4、C5、C6作为旁路电容，容量的设定应取大值存储电容，本电源取4.7uf，它们能对输入正激变换器的纹波电流能进行安全平滑。对于原理图1，其输入电容器的纹波电流为1.5ARMS。需要指出的是，输入旁路电容C4、C5、C6应放置在紧靠输入的位置，或者说尽可能靠近变压器T1的1脚，防止高频开关电流流过长导线，产生EMI问题。
2.1 单管正激变换器的拓扑解析
采用单管正激变换器--脉冲隔离变压器T1的拓扑方案 
该方案既简单又廉价而且在整个工作范围内具有比较高的效率和功率密度。见图1所示。其隔离元件是一个纯粹的脉冲变压器T，并在这种拓扑的基础上需增加一个磁芯复位绕组T1-3、4 （与初级绕组T1-1、2的匝数相同并紧密耦合）见图1中所示。该T1-3、4复位绕组与二极管D5组成复位电路，其作用是，当每个脉动工作磁通之后，能每个周期的去掉变压器磁芯剩磁通，防止因剩磁通累加导致变压器磁芯饱和将功率开关器件Q1被损坏。
正激变换器的T1拓扑结构（见图2(a)与图2(b)所示）分析
在图2(a)中，脉冲隔离变压器T1初级绕组与次级绕组绕组的极性为同名端，因而向次级电路的能量（功率）传送发生在功率开关Q1导通的时间内，即功率开关Q1导通时，DO1为正向偏置（DO2为反向正向偏）把变压器T1初级能量储存到了电感L中。而当Q1截止时，则DO1为反向偏置而续流二极管DO2为正向偏置，并承载了全部电感电流。就这样在输出回路中储存电感L中的能量通过电感L连续的传递给了负载。此时连接于复位绕组的 DC1因其导通（当其复位绕组感应电压超过电源电压Vin时）使储存于变压器磁芯的能量返回到输入电源并循环使用。在图2(b)中所示，其功率开关Q1的漏极电流Id接近于矩形，具有一个小的基座。Isec为次级电流。而脉冲变压器T1初次级之间的隔离电压可达1500v。
2.2 高频脉冲隔离变压器T1参数的设定 
高频脉冲隔离变压器T1参数的设定见表2所示。
表 2  高频脉冲变压器T1参数规格
参 数 规 格
初级匝数 (T1-1；T1-2) 14匝
次级匝数 (T1-8，9；T1-11， T1-12) 5匝
偏置绕组匝数 (T1-5；T1-6) 4匝
复位绕组匝数 (T1-3；T1-4) 12匝
励磁电感 (T1-1；T1-2) 250μH
漏感 <1μH
次级到所有其它绕组隔离电压 1500V
磁心结构 EFD20
磁心材料 高频铁氧体

其变压器电原理己在图1所示中可见，各绕组的相位关系由端点的黑标表示。
因该降压高频脉冲变压器是一个隔离元件，故设计参数时应考虑以下几个指标：
引发工作损耗的初、次级的直流电阻和交流电阻。其交流损耗部分是由于高频趋肤与邻近效应及涡流所引起。为此线圈结构的选择对于这种损耗有重大影响。本设计中选用磁芯结构的规格为EFD20型其材料为高频铁氧体。
漏感。这是非常关键的杂散参数，它的大小直接影响向次级传送功率的效果，因此必须降低该参数，而低漏感也可降低初级损耗。本设计中，部分漏感能量被开关管Q1耗散掉。
励磁电感。这是从初级端T1-1、2看进去而同时其它所有绕组端子均开路时电感。
2.3 高频脉冲隔离变压器T1的输出特性与波形
从图1可知：
在变压器次级二端选用RC网络(R13/C12)并联，以此降低次级输出的振荡。
选用低正向压降的双肖特基二极管D4作为整流管，SBL2040CT型二极管额定电流为20A，反向击穿电压为40v。应加散热器进行冷却，因流过D4管整流的总平均电流为10A，其功率耗散为5.5W。图4为次级侧的输出波形，波形上的负向尖峰电压，将被二极管D4所吸收。
需要注意的是：为降低EMI并改善功率传送的效率，从变压器T1次级到肖特基二极管D4间的距离要尽可能短。
2.4 自馈电路供电
当电源启动之后，控制电路芯片MAX5003由变压器T1初级T1-5、6绕组侧所组成的自馈电路供电使效率有所提高。本开关电源的开关频率可达250kHz，为此，储能元件电感L1和变压器T1尺寸可大大缩小。
3 由高频脉冲隔离变压器T1相关的脉宽调制PWM控制电路
高频脉冲隔离变压器T1与MAX5003控制器芯片为核心及其外围元器件所组成脉宽调制PWM控制电路是重要电源控制器电路。从图1 MAX5003控制器芯片引脚功能所知，该MAX5003控制芯片内部集成了设计电信电源所必需的许多功能，如包含了一个可以加速初速化（软启动）过程的高压启动电路；特别需要指出是，它具有独特的电压前馈补偿功能，使稳压型电信电源的隔离与设计得到很大的简化， 对此先作说明。
3.1 电压前馈补偿功能
电压前馈补偿对开关电源来说是一个重要的设计要素，因它可以迅速响应输入电压的变化，在单个周期内修正占空比，不需要缓慢的电压控制环的介入，从而明显改善输入抑制能力。为此，大大有助于提高稳定的功率增益
为了简述前馈补偿原理，可用下述公式表达：一个没有前馈补偿的正激变换器的脉宽调制器和功率增益分别可用方程1和2给出：为此，               
                                       (1)    
Vout=K2dVin                                      (2)
Vout=K1K2dVinSrVc                                (3)
其中d为占空比，Vc是加在脉宽调制器比较器输入端（引脚7）的控制电压，K1与K2是一个常数，Sr是内部调制斜波的斜率，Vout是输出电压，Vin是输入电压。合并方程1和2得到方程3，即为己知的正激型脉宽调制器增益表达式。
在方程3中，注意功率增益级(Vout/Vc)与输入电压Vin有关，即电压输入电源线上的任何快速扰动都会直接影响输出电压Vout。为修正该缺陷以保持输出电压Vout恒定的唯一途径只有改变Vc，这又需要多增加变化缓慢的电压型误差放大器。但在具有前馈补偿系统中，调制斜波的斜率反比于输入电压Vin，如方程4所示：（ K3为常敖）
                                           (4)
将方程4代入方程3，可得一个增为常数的表达式，如方程5所示：
Vout=K1K2K3Vc                                    (5)
从方程5可看出，输出电压Vout与输入电压Vin无关；实际上输入电压Vin的瞬态变化在功率级就被抑制掉，甚至不需要输出电压Vout电压控制环的介入。 
3.2 以优化方式来确定占空比d  
带有复位绕组（变压器T1-3、4绕组）的正激变换器必须将其最大占空比d限制一定数值以下，以防止磁芯复位不足造成变压器磁芯饱和。为此，必须在各种情况下遵守以下方程6的条件：
                                 (6)
其中N12和N34是主绕组和复位绕组的线圈匝数。经化简方程可以解出得方程7，即为MAX5003提供的最大占空比d限制功能。得d为：                          
                                (7)
而实际上，只需要通过对接于MAX5003芯片引脚10（MAXTON功能）的电阻R7设定就可实现。从而使优化设计可满足上述条件(6) 式与(7) 式。
3.3 开关频率的设定很简单
该芯片的4脚通过一只对地电阻数值的改变，就可设定为不同的开关频率，这有助于缩小储能元件的尺寸，图中的电阻R3值为本电源的开关频率250kHz的设计参考值。
关于电信类电源欠压锁定功能。当跌落至某预定电压以下时电源被禁止（一情况下系统为低于32v），本电源门限由分压器R1/R2设定。
据上述对高频脉冲隔离变压器T1的选用，由此可分析出该数据通信服务器隔离式开关电源的启动电路的设定。
4 关于数据通信服务器隔离式开关电源的启动电路的设定
4.1 MAX5003控制器内含一个高压预调节器，即耗尽型FET三极管预调节器，它的漏极通过芯片引脚1(V+)接连至输入电压Vin，从V+引脚馈入功率，使其导通，并消耗较大功率。此时该预调节器的作用是，使输入电压Vin下降到能够驱动第一个低压差调节器 (LDO1 Linear Reguator) 数值内，LDO1输入端由ES引脚引出并通过一小型陶瓷电容C1去耦。
4.2 Vdd电压限制器：
由变压器T1初级偏置绕组T1-5、6的输出经D3管整流后送至由R14、三极管Q2和稳压管Z1（稳压值为14V~15.5V）构成的电压调节电路，其作用可将直接供给芯片的Vdd电压限制在一个安全范围内。
4.3 偏置绕组T1-5、6工作在反激变换器模式
这和工作在正激模式的功率级正好相反，这可以节约成本省掉一个滤波电感。而反激模式绕组所提供的能量来源于在功率开关Q1导通期间储存于变压器T1初级电感中的能量。
4.4 启动过程分二步:
当开始启动时，由第一个调节器LDO1 产生Vdd电源并接到外部引脚16上，并迫使Vdd端电压高出10.75v，使第一个LDO1将被禁止，关断了高耗尽型FET预调节器，从而降低了芯片的功率消耗，这点对于了输入电压Vin比较高时尤为重要。
由连接在Vdd LDO1之后的第二个线性调节器(LDO2 Linear Reguator) 的输出用来产生一个Vcc电压，该Vcc电压是用来给芯片内部逻辑电路、模拟电路和外部功率MOSFET三极管的驱动器供电，需要强调的是，此该Vcc调节器具有一条锁定线，可以在产生Vcc未稳定时将N沟道功率MOSFET驱动器的输出到地短路。
5 DC-DC数据通信服务器隔离式开关电源的电源输出特性 
5.1 应该说该数据通信服务器隔离式开关电源输出特性包含二大内容。其一是输出电压负载调整率与电源效率η，据测该电源在输出电流从0到10A变化时输出电压Vout一直可稳定在4.98v不变，呈现硬特性其精度在0.3%内；而电源输出功率在25W时其效率η达到85%，一直到50W都基本保持平坦，其效率η为85%保持不变。应该说电源输出特性与设计指标相符。其二是电源输出电压波形，见图5所示（输出二极管后的波形）。
从图5可以看出电源输出端波形相对比较干净，前后沿尖峰比较小。
对于50mv的峰-峰输出纹波，可以选用四只330μf其ESR为90mΩ的电容。而C10补偿电容，用来对TL431内部放大器作相位补偿，取0.1μf适宜。                      
其L1电感量为4.7μh，它是一个低串联电阻、低损耗、大电流电感，能传送10A电流。
输出电容可用旦电解电容或铝解电容C7 C13 C14，为进一步降低开关噪声，还并联0.1uf陶瓷电容C15。本电路中通过电容的交流RMS电流约为0.8A RMS，所以应安全地平滑纹波电流。
5.2 由U3(TL431AID)高精度稳压器和U2(MOC27)光耦合器等组成反馈电路，以实现对输出电压的稳定控制。
通过接于Vout输出端和TL431基准端之间的分压电阻R11/R12，将U3的输出1脚（TL431的阴极）设定在稳定的5v（即将TL431接成为恒压源），并接于MOC27输入端LED发光二极管的负极，而MOC27输出回路（光敏三极管的C极与e极）接至芯片MAX5003的CON脚与地；其稳压控制过程是：若Vout电压升高时，则流过MOC27中LED的电流将增加（即TL431的阴极电流增加），则光敏三极管的电流Ice增加而Uc电位下降，从而使MAX5003占空比降下来，又使Vout输出电压下降，实现了Vout输出电压的稳定。反之，当Vout电压降低时，工作过程相反，也将Vout输出电压稳定。
5.3 关于电源散热
虽然电源效率很高但功率开关管MOSFET和输出肖特基二极管仍需加散热器，功率开关管Q1(Ron=0.27Ω)的耗散功率Pw为4W左右。按负载电流(10A)则输出肖特基二极管D4 耗散功率Pw为6W。之于脉冲变压器与输出电感的散热可用自然冷却风降温。
6 结束语
按本文正激变换器-脉冲变压器及其数据通信服务器隔离式开关电源的设计方案可开发生产系列化的新型电源产品，弥补了砖块密封式模块电源制造过程中散热降温要求高、周期较长、输出电压不灵活且价格较高等不足，有较好的性价比。