正确的电感器工艺选择是便携设备抑制噪声的重要保证
2012-01-06 17:34:37
来源：《磁性元件与电源》2012年1月刊
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摘要： 本文就如何解决电感元件（包括变压器）正确的工艺选择与制作以实现便携设备抑制噪声的重要保证等关键问题作分析说明。
关键字： 噪声，开关调节器，拓扑，铁氧体磁芯
1 前言由于大多数便携设备包含有电压调节器或其它类型的电源电路，因此其电压调节器和电源电路的选择对于电池寿命、EMI（电磁干扰）/EMC（电磁兼容性）规范的兼容性和产品基本性能能否达到设计要求等二大问题都有着重大影响。为此很有必要就有关电源电路（包括各类电压调节器及组件等）中如何正确对电感器工艺制作的选择及布局以控制EMI的关键问题进行分析讨论。因为电感元件（包括变压器）既是便携设备噪声的产生及传播机制中的很关健的元件，其正确的电感器工艺选择与制作又是便携设备抑制噪声的重要保证。
众所周知，电压调节器的类型分为线性电压调节器与开关调节器，而其中开关调节器技术包含了拓扑与噪声、传导型噪声、共模噪声及串扰是便携设备EMI的主要机制或称源头。尤其是对单端主电感转换器拓扑(SEPIC)等其它拓扑和共模噪声的抑制及降低磁辐射是具有典型性的问题，于是在采用增加气隙的铁氧体磁芯制作电感器及变压器设计与工艺制作就成为控制EMI技术必须解的问题，它也就是关系到避免漏感产生的重要措施。
值此本文就如何解决电感元件（包括变压器）正确的工艺选择与制作以实现便携设备抑制噪声的重要保证等关键问题作分析说明。于是先介绍有关开关调节器的拓扑与噪声的产生，再导出对具有代表性的单端主电感转换器拓扑(SEPIC)等其它拓扑及共模噪声的抑制的作说明，从而重点再对降低磁辐射-采用增加气隙的铁氧体磁芯制作电感器及变压器等解决方案作分析就成为本文论述的思路。
2 关于开关调节器的拓扑与噪声
开关调节器或电源所产生的噪声以传导或辐射的形式出现。传导型噪声表现为电压或电流形式，它们还可进一步分类为共模或差模传播方式。更为复杂的是，连接线上有限的阻抗会将电压传播转换为电流传播，反之亦然，并且差模传播也会产生出共模传播噪声，反之亦然。一般来讲，可以降低上述一种或多种传播类型的噪声使电路得到优化。传导型噪声对于固定系统的影响往往比对便携式系统更为严重。因为便携式设备依靠电池工作，它的负载和能源没有传播传导型噪声的外部连接。
2.1 开关调节器中的噪声产生机制
为了理解噪声产生机制，必须首先剖析其工作原理。从—般意义上讲，各种开关调节器都是利用有源元件（晶体管和二极管）在储能元件（电感器和电容器）之间往复传送电流，最终实现源端电压／电流到负载端电压／电流的转换。值此以一个采用MAXl653型DC-DC转换控制器构成的典型同步整流、降压型转换器（见图1所示）为例作剖析。
正常工作期间，该电路在高端开关(N1)导通时从输入向输出传送电流，而在NI关断同时同步整流器(N2)导通时由电感继续传送。粗略假定所有元件都是理想的，可以得到电流和电压波形的一阶近似。由于NI仅在一部分时间内导通，从源端和输入电容(CIN)的位置看来电流是不连续的。CIN在NI导通时提供超出部分电流(IL-I1NPUT)而在N1关断时由输入电流储存电荷。如果输CIN为无限大，具有零等效串连电阻(ESR)和零等效串连电感(ESL)，它两端的电压将在上述充电和放电周期中保持恒定。当然，实际电压会在每个周期间波动。电流脉冲根据电导率关系，以等于或高于转换器开关频率的速度，在CIN和源之间进行分配。
2.2 传导型噪声的降低--最佳的阻抗元件是电感器
这种传导型噪声的—种最直接的方法是：在输入端连接低阻抗旁路电容。另外一种灵巧一点的办法更为节省成本和线路板空间：增加电源和转换器之间的阻抗，并确保必要的直流电流能够不受阻碍地通过。其最佳的阻抗元件是电感器，但应确保转换器在最高至环路的转折频率都有—个比较低的输入阻抗（大多数DC-DC开关转换器的环路转折点位于10kHz到100kHz间），否则的话，输入电压的波动会导致输出电压不稳定。
2.3 典型的单端主电感转换器拓扑(SEPIC)等其它拓扑及抑制措施
降压转换器中的上述问题同样存在于其它类型的开关转换器中，值此以升压型转换器为例。
此种类型转换器的基本结构类似于降压型转换器，只不过输入和输出易位。这样，出现于降压转换器输人端的问题也会出现在升压转换界的输出端，反之亦然。
降压转换器的应用具有局限性，因为其输出电压必须低于输入电压。类似地，升压转换器的输出电压必须高于其输入电压。当输出电压落在输入电压范围之间时，就给这两种拓扑的转换器造成一些困难。而反激式转换器拓扑可以解决这个问题（见图2所示）。
但由于反激式转换器输入、输出端的电流均不连续，这使传导型噪声更加难以控制，因此这种转换输类型的噪声特性通常比升压型或降压型更差。存在于这种转换器的另一个问题是，变压器上每个绕组中的电流都不连续。这种不连续电流作用于变压器漏感就会产生高频电压尖刺，它可以传播到其它电路。初、次级线圈之间的空间间隔是造成漏感的主要原因。也就是说，漏感是由空气中的磁场引起的（因为磁芯中的磁场同时耦合至初级和次级线圈）。因此，该漏感所产生的电压尖刺会产生电磁辐射。有无其它好办法？回答是，有！
单端主电感转换器拓扑(SEPIC)能够较好地解决输入输出电压交叠的问题。SEPIC转换器非常类似于反激式电路，唯一区别是在变压器初级和次级线圈间连接了一个电容（见图3所示）。
该图3比图2的初级与次级之间多了一个电容。
在反激式转换器初，次级线圈中的电流被切断时，这个电容提供了一条续流通路，由于初级和次级线圈中的电流变为连续，因此改善了反激式电路的性能。当然从另一 方面讲，增加反激式电路的输入输出电容通常也可以有效改善其噪声性能，使这种反激式拓扑可以被接受，不过，如果传导噪声和辐射噪声可能会成为问题的话，SEPIC电路要优于反激式。
3 关于降低磁辐射。采用增加气隙的铁氧体磁芯成为正确的电感器工艺选择及变压器设计以避免漏感产生的解决方案
传导噪声总是以电压或电流的形式出现，而辐射噪声则是表现为电场或磁场的形式。然而，由于电磁场存在于空间而非导体中，因此也就没有差分或共模之别。电场存在于两个电位之间的空间中，磁场围绕通过空间的电流而存在。两种场可存在于一个电路中，例如电容就是以电场的形式储能而电感/变压器则以磁场的形式储存/耦台能量。
应该说电场相对比较容易控制，但磁场就完全不同了，采用高导磁率的物质将电路封闭起来可以起到类似的屏蔽作用，但是这种方法实现起来非常困难而且昂贵。通常来讲，控制磁场散射最好的办法就是在源头将其减至最小。一般情况下，这就要求选择那些磁辐射小的电感和变压器。同样重要的还有，在进行电路板布局和连接线配置时要注意最大限度减小电流网路的尺寸，尤其是那些载有大电流的回路。大电流回路不仅向外辐射磁场，它们还增加了导线的电感，这会在载有高频电流的线上引起电压尖刺。
3.1 降低磁辐射-采用增加气隙的铁氧体磁芯制作电感器
对电路设计者来说往住倾向于选择商品化的电感元件（包括变压器），但无论是设计或选择商品化电感元件， 其磁性材料的最佳选择是首先，它是电感器工艺选择的关键。为此有必要对磁性材料选择理念作分析。
有关磁性材料选择的基本理念
降低电感散射的关键是选用高磁导率的材料，以便使磁场局限于磁芯中而不向周围空间散射。在高磁导率介质中，磁场密度几乎随着磁导率正比增加。这很象是并联的电导，当一个1S的电导（即1Ω电阻）和一个1mS的电导（1kΩ阻）电并联时，其中的电流将1000倍于1mS电导中的电流。它类似于一个1000µ（lin2的磁芯）相比于一个1µ（lin2的磁芯），则磁场密度之比例也为1000:1。高磁导率介质不能储存很多能量，所以，为了缩小电感尺寸，常常采用带有气隙的高磁导率磁芯。
根据有关资料可知，铁氧体磁芯（或其他类型的高磁导率磁芯）增加气隙后会迫使磁通透出磁芯，使电感或变压器储能于器件周围的磁场中。为这个铁氧体磁芯增加气隙将使斜率降低，同时降低了等效磁导率和相关的电感。电感因斜率的变化而降低，而最大电流因斜率的变化而增加，同时饱和磁感应强度B保持不变。所以，储存于电感的最大能量(1/2Ll2)增加了。这种增加也可以通过给电感施加一个电压，然后观察达到饱和Bsat所需的时间来得到印证。储存于磁芯的能量是(V×i)dt的积分。因为对于带有气隙的磁芯，同样的电压和时间下总是具有更高的电流，所以相应的储能也更高。
磁芯选择与电感制作
然而，采用带气隙的磁芯会增加电感周围空间中的磁辐射。以轴状磁芯为例，因为具有很大的气隙，它在工作时具有很强的磁辐射，正是由于这个原因，在很多对噪声敏感的应用中不被采用。轴状磁芯-线轴状铁氧体-是一种最为简单和最为廉价的带气隙的铁氧体磁芯。将线圈绕于中轴上面便构成一只电感。由于线圈直接绕在磁芯上，除了线圈的引出外不再需要其它处理，因此成本很低。很多情况下，导线是通过磁芯底部的一块金属化区引出的，使电感可以进行表面安装。其它一些表面安装电感则是被固定在一个陶瓷或塑料顶盖上，线圈通过顶盖引出。
有些制造商在轴状磁芯外部套装了一个铁氧体屏蔽罩来降低辐射。这种办法是有效的，但同时也减小了气隙，因而也就降低了磁芯储能。由于铁氧体自身储能不多，通常在磁芯和屏蔽罩之间保留了一个小的气隙，这将使这种类型的电感辐射一部分磁场。不过，在某种可以接受的散射水平下，轴状磁芯在成本和EMI（电磁干扰）之间是一个比较好的折衷。
其它不同形状的磁芯也可以根据应用要求增加气隙（或不加）。例如罐状磁芯、E-I磁芯和E-E磁芯等都具有一个中心柱或轴（见图3所示），可以在上面开出一个空气间隙。
在磁芯的中心开气隙并用线圈将其完全包围起来，有助于减少气隙向外部空间的磁辐射。这种电感通常更贵一些，因为线圈必须独立于磁芯绕制，磁芯环绕线圈组装。为便于设计和组装，可以购买中轴上预留气隙的磁芯。
或许在降低磁辐射方面表现最好的磁芯是具有分布式气隙的磁环。这种磁芯采用填充材料和高磁导率金属粉末混合后压制成型。金属粉末颗粒被非磁性的填充物分隔，形成小的气隙，尽管它们分布于整个磁芯，但其作用类似于一个总的“空气隙”。线圈环绕磁环绕制，使磁场在线圈中间沿着磁环形成圆环，当线围绕满磁环整个圆周时，它就完全包围住磁场将其屏蔽起来。
分布气隙式磁环的能损有时会比开有气隙的铁氧体磁芯更高一些，这是由于组成芯体的金属颗粒中容易形成涡流，导致磁芯发热而使电源效率降低。由于线圈必须穿过磁环中心，绕制比较围难，所以这种类型的电感也比较贵，线圈绕制可由机器完成，但比起传统类型的绕线机，这种类型的机器更贵而且操作更慢。
有些铁氧体磁环具有非连续的气隙，这种磁心所产生的磁辐射高于上述分布气隙式磁芯，但典型的带气隙磁环具有比较低的能损，因为它们封闭磁场的能力要优于其它类型的具有非连续气隙的铁氧体磁芯。用线圈包围气隙可以降低磁辐射，而环状磁芯更有助于将磁场封闭于芯体内部。
电感正确选择抑制噪声的应用举例
开关电源中经常要快速切换电流。这些电流通路上的分布电感就会产生较大的噪声电压，它们会耦合到敏感电路中或给元件造成电压应力。承载直流电流的导线很少有问题，因为直流不会产生电压尖刺，或向其它导线耦合交流干扰。举例来讲，一条与电感串连的导线一般不会有问题，因为分布电感要比电感器的数值小得多。大值串连电感会阻止不连续电流通过。
如果一个电路产生了不连续电流，就要设法防止其通过大的环路。电流环越大其电感量越大，随之而产生的磁场辐射也就越大。这个原则同样适用于元件的布局，因为电流经常是在有源器件之间进行切换的，例如晶体管和二极管。
以图1所示的降压型转换器为例。当高端MOSFET开关(N1)打开时，电流通过输入、N1、电感，流向负载。N1关断后，二极管(D)接续电流直到同步整流器(N2)打开。接着由N2传导电流直到它被关断，然后，再次由二极管接续电流，一直到下一个开关周期启动。注意到流过电感和输出电容的电流是连续的，因此不会是噪声的主要来源。
如果N1，N2和D被彼此离开一定距离放置，那么在它们之间迅速切换的电流一定会在周围环境中引发快速变化的电磁场。因为感应电压正比于磁场的变化速率(d~P/dt)，迅速波动的磁场就会产生大幅度的电压尖峰。
需要注意，高频电流将由入端电源和出端负载来承载。它应该由输入和输出电容旁路掉；否则的话，它们就会通过输入或输出连接线，或两者同时（参见共模噪声一节）。输入和输出旁路电容的阻抗很重要。它们应该有足够大的容量以保持比较低的输入和输出阻抗，但比起容量较小的陶瓷电容，较大容量的电容（例如钽或铝电解）具有更高的ESR和ESL。所以，必须确保电容器在所关心的频率下具有足够低的阻抗。
一种选择是将陶瓷电容和电解或钽电容相并联，因为陶瓷电容在高频下具有较低的阻抗。不过，多数情况下，这种方式不如将多个电解或钽电容并联，以降低ESR和ESL，或者并联多个陶瓷电容以增加总电容量。
3.2 变压器设计应考虑避免漏感产生
变压器具有许多和电感器共有的局限，因为它们采用同样的磁芯绕制而成。除此之外，变比器还有—些独有的特性，实际变压器的特性接近于理想变压器-以正比于绕组匝比的电压比率从初级向次级耦合电压，在变压器等效电路中（见图4所示），绕组间的分布电容等效为电容器CWA和CWB，这些因素带来的主要问题是隔离电源中的共模散射问题。
绕组电容CP和CS很小，在开关型电源和调节器的工作频率下通常可以忽略。励磁电感LM的作用很重要，因为过高的励磁电流会造成变压器饱和。和电感一样，饱和状态下变压器的磁辐射将会增加。饱和还会造成更高的磁芯能损，更高的温升（有可能引起热失控），以及降低绕组间的耦合度。
漏感是由仅匝链一个绕组而未匝链其它绕组的磁场产生的，虽然在有些耦合式电感器和变压器（就象前面讨沦的共模扼流圈）中有意将这个参数设计得比较大，但对于开关电源来讲，漏感LLp和LLs常常是最令人头痛的寄生元件、同时匝链两个绕组的磁通将两个绕组耦合为一体。所有变压器绕组都环绕磁芯，因此任何漏感都存在于磁芯外部，在空气中，会向外界产生磁辐射。
漏感带来的另外一个问题是，当电流迅速变化时会产生大电压，这在大多数开关电源变压器中有所表现。这种大电压会使开关晶体管或整流器过压而损坏。吸收缓冲器（通常是一只串联的电阻和电容）常被用来耗散这种电压尖峰的能量，而使电压得到控制。另一方面，有些开关器件被设计为可以承受一定的重复性雪崩击穿，能够耗散一定功率，可以不用外部缓冲器。
变压器漏感的测定很简单，只需短路次级线圈，然后测量初级电感即可。这种测量结果中也包含了通过变压器耦合的次级漏感，多数情况下，这个漏感也必须加以考虑，因为它也会增加初级侧的电压尖峰。对应的尖峰能量可按公式E=1/2Ll2计算，这样，漏感造成的功率消耗就是每一尖峰的能量乘以开关频率：P=1/2Ll2×f。
对于变压器的具体要求和不同的电源拓扑有关。有些拓扑通过变压器直接耦合能量——例如半桥、全桥、推挽式或正激式转换器——要求非常高的励磁电感以防止饱和。这些电路中变压器的初级和次级线圈同时传输电流，直接通过变压器耦合能量。由于只有很少的能量储存于磁芯中，变压器可以做得比较小。这种变压器通常采用没有气隙的铁氧体或其它高磁导率材料的磁芯绕制而成。
另外一些电源拓扑则要求变压器磁芯储存一定的能量。反激式电路中的变压器在开关周期的前半部分通过初级线圈储能。在开关周期的后半部分，能量被释放并通过次级线圈馈向输出。和电感的情况一样，不带气隙的高磁导率磁芯不太适合变压器储能。相反，磁芯必须具有不连续的或分布式的气隙。这会使元件的尺寸比不带气隙时的情况更大一些，但却省去了额外的储能电感，因此更加节省成本和空间。
4 后话
上述仅是从电感及变压器正确的选择与工艺制作的角度对便携设备抑制噪声的问题作研对，实际上，对便携设备而言，除了元件的选择对于控制EMI至关重要外，还有布局等技术问题，因为电路板的布局和互连也具有同等重要的影响EMI。值此本文不再多述。
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