1 引言
传统的直流开关电源存在两个明显的缺陷：①交流电网断电时，丧失了对电子设备的供电能力，导致信息丢失；②网侧功率因数低，对交流电网的其它用电设备造成了电磁干扰[1]。为了克服其第一个缺陷，通常需要外接不间断交流开关电源，从而导致系统功率变换级数偏多、体积重量偏大、变换效率偏低、电网谐波污染严重、成本偏高等缺点，满足不了电子设备小型化、轻量化的需要；为了解决其第二个缺陷，通常需要对其进行功率因数校正。
文献[2，3]提出的不间断直流开关电源电路，存在电路拓扑偏复杂、谐波污染严重、输出功率小(<50W)、蓄电池与交流电网无电气隔离等缺点。
本文提出并研究了集拓扑简洁、网侧功率因数高、蓄电池与交流电网电气隔离、输出直流电压调节快、不需模式转换电路等优点于一体的单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器。
2 单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器电路结构与拓扑族
2.1 电路结构
单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器电路结构，如图1所示。这类变换器由主直流变换器（功率因数校正）、辅助直流变换器（反极性）和充电器三个模块构成。主直流变换器模块将输入功率分成两部分，与负载并联的Cl的能量完全传递到负载中去，储能元件C2的电压存在低频纹波；辅助直流变换器工作在CCM或DCM模式，用来处理C2中的能量并传递到负载，实现对输出电压的快速调节；蓄电池充电模块为Buck变换器，工作在CCM模式，当交流电网出现故障，蓄电池通过Dd放电，实现了真正的在线不间断供电。主模块50％输出功率直接传递给负载，而辅助模块和充电模块仅处理主模块输出功率的一部分，故仍可称为单级电路结构。主直流变换器模块可由任何一种拓扑实现；辅助直流变换器模块与负载串联。其输入负（正）极性端应该联接到输出正（负）极性端，故只能是反极性和隔离型拓扑。
2.2 电路拓扑族
以主模块选用Flyback拓扑为例，按照辅助模块的拓扑类型划分，单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器拓扑族，如图2所示。其中，图2(a)、(i)所示拓扑最具有应用价值。
3 稳态原理与控制策略
以图2(a)所示Buck-Boost式拓扑为例，论述这类变换器的稳态原理与控制策略。
3.1 三种工作模式
单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器，存在三种工作模式：(1)交流电网向负载传递功率的正常模式；(2)交流电网断电时，蓄电池向负载传递功率的后备模式；(3)交流电网向蓄电池充电且向负载传递功率的充电模式。三种模式时的等效电路，如图3所示。
(1)正常模式 变换器工作在正常模式的等效电路，相当于单级并联式高功率因数AC-DC变换器，如图3(a)所示。功率开关S1、S2控制信号相同。
(2)后备模式 变换器工作在后备模式的等效电路，相当于一个Buck-boost变换器，如图3(b)所示。当电网电压突然中断或过低时，二极管Dd导通。实现了真正的在线不间断供电。
(3)充电模式 变换器工作在充电模式的等效电路，相当于多了一个蓄电池负载的单级并联式高功率因数AC-DC变换器，如图3(c)所示。
3.2 稳态原理
主要讨论图3(a)所示正常工作模式时的稳态原理。主模块输出功率的波形Pm， o就等于输入功率Pi的波形，其频率等于两倍电网电压频率，如图4所示。
主模块的输出电压是电容C1电压(无低频纹波的恒定值)与电容C2电压(含低频纹波)之和，故它可以看成是恒定的。主模块的输出电流Im， o通过C1‖RL与C2的串联支路流动，该电流分别与C1、C2上电压相乘产生了两个与主模块输出功率Pm， o波形形状相同、幅值小一些的功率Pd、Ps，即Pm， o=Pd+Ps。其中，Pd为直接传递到负载的那部分功率，仅经过一次功率变换，应尽可能大些；Ps为存储在电容C2上的功率，需要经过两次功率处理。辅助模块从电容C2吸取能量，并为负载提供所需功率(Po)的剩余部分Pa=Po-Pd。
3.3 控制策略
单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器，采用电压型控制技术。在正常工作模式和充电模式时，实现了电压跟随型功率因数校正；在后备工作模式时，实现了真正的在线不间断供电。
4 关键电路参数设计
4.1 电容Cl、C2端电压比值
设电容C1、C2的电压为UC1、UC2则构成主模块输出功率Pm， o的两部分功率分别为
(1)
(2)
为了提高效率，Pd应尽可能大些，但任何时候均不能超过Po值，以避免负载端电压产生低频纹波。假设变换效率为100％，由于输出功率等于主模块的平均输入功率，则Pd的最大允许值为50％Pi，从而有
UC2≥UC1  (3)
当UC2=UC1时，Pd=Ps=Pm， o/2，变换器可获得较高的效率，辅助模块的体积比传统两级PFC变换器中的第二级小。设α=UC1/UC2，主、辅模块的效率分别为ηm、ηa，则总体变换效率为   

(4)
当α=0时，η=ηmηa，此时变换器相当于传统的两级PFC变换器；当α=l时，η=ηm(1+ηa)/2，此时获得最优的变换效率。故通常将α设计为接近于1。
4.2 临界连续电感
为使主模块工作在DCM模式，则变压器原边电感值为
(5)
5 试验分析
采用图2(a)电路拓扑，电压型控制策略，输入电网电压Ui=220±20%V 50Hz AC，输出直流电压U0=UC1=48V，UB=12V×4，Po=120W，开关频率fs=50kHz，储能式变压器电感Lp/Ls=405μH/405μH，储能电感Ll=680μH，储能电容C1=250μF，C2=100μF。
单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器正常模式时的原理试验波形，如图5所示。可以看出，输入电压、电流信号无明显相移，电流正弦度较好，获得较高的功率因数。
单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器正常、后备模式间转换时的波形，如图6所示。该变换器能够自动转换模式，而无需输入故障检测电路，而且转换速度较快，实现了对负载的不间断供电。变换器额定负载时在正常、后备模式情况下的变换效率分别为84.6％、85.5％。
6 结语
理论分析与试验结果表明，单级并联式不间断高功率因数AC-DC变换器存在正常、充电、后备三种工作模式，具有电路拓扑较简洁、不间断供电、网侧功率因数高、功率密度高、输出电压可快速调节等优点，在计算机、通讯、电子医疗设备等领域具有广泛的应用前景。